基于DGS构造的超宽带高通滤波器设计

　　对于微波集成电路来说，微波高通滤波器一般有两除夜类设计方式，第一类是用集中或半集中的元件实现，高通滤波器的衰减特征由响应的低通原型的衰减特征经由得当的变换得出。经由变换之后，低通原型电路就成为由串联电容和并联电感构成的集中元件高通滤波器。在微波集成电路中，可以用交指电容器或薄膜电容器去实现集中串联的电容，用并联的短路短截线或平面螺旋电感去实现集中的并联电感，它的长处是构造简单，尺寸较小。然则，在集中参数电路中，这些电感必需靠得很近，这就弗成避免地要发生杂散耦合，是以集中元件的高通滤波器很难在微波集成电路中实现。构成高通滤波器的第二类方式是用分布参数来实现，因为传输线所固有的多重谐振特征，它必然存在寄生通频带，并只能构成带通特征。这种方式本色上是用宽带带通滤波器去充当高通滤波器，即赝高通滤波器。然则对于超宽带的高通滤波器，这种方式一般构造对照复杂，对工艺要求很高。

　　本文首要针对第二类方式，行使DGS构造来设计构造简单，尺寸较小的超宽带微波高通滤波器。

　　1 DGS构造简介

　　1987年Yablonovitch E和John S提出周期光子带隙构造(即PBG)。它在接地板上侵蚀出由必然几何图形的单位构成的周期性阵列构造，用以改变衬底的有效介电常数分布，除夜而改变了传输线的分布参数模型，在必然频段内传播模式也随之改变，除夜而具有带隙特征。PBG开创了在介质板外面和接地板上同时兼顾的设计概念，合理地斥地接地板，极除夜提高了设计天真性。然则，因为PBG构造模型较复杂，参数也较繁杂，

　　所以在实践应用上受到了必然限制。

　　1999年，韩国粹者Jong-Im Park，Chul-Soo Kim等人提出一种哑铃型缺陷地面构造(即DGS)，如图1所示，LC电路如图2所示。

　　

　　它首要也是在微带，共面波导等传输线的接地板上侵蚀出具有必然几何图形的单位，但DGS可所以周期或非周期的，即一个DGS单位就可以在某频点上谐振，具有较好的带隙特征，且等效电路提取也相对随意草率。

　　恰是因为DGS具有很多独特的机能，例如单顶点低通特征，慢波效应，具有较高特征阻抗等，使得对DGS的研究成为微波电路设计一一个新的研究热点。近年来对DGS构造的研究层出不穷，在应用方面首如不雅设计简单小型化的滤波器，参预DGS改善器件的电器机能，提高天线机能，按捺谐波，减小电路尺寸等。

　　2 DGS构造对耦合线的影响

　　两根微带线互相隔开距离D，平行分列构成耦合微带双线。为简化问题，令两条微带线具有沟通参量，具有沟通的长度L，宽度W。如图3所示。

　　

　　因为在1，4端口上的随意率性一对输入电压U1，U3总可以分化为偶对称激励和奇对称激励，使U1等于两分量之和，U3等于两分量之差。将耦合微带线分成奇模和偶模的工作状况后，再拜别求得奇偶模参量及它们与耦合参量间的关系。

　　除夜定向耦合器的角度来看，2端口为纵贯端口，3端口为耦合输出，4端口为隔离端口。

　　

　　关于耦合线理论本文不再赘述，这里仅就耦合的标的目的性给出定性的注释，如图4所示。当导线1，2中有交变电流i1流过时，3，4线存在耦合过来的能量，此能量既经由过程电场(以耦合电容透露暗示)又经由过程磁场(以耦合电感透露暗示)耦合过来。经由过程Cm的耦合，在传输线3，4中引起的电流为ic3，及ic4同时因为i1的交变磁场的感导，在3，4上感应有电流iL。按照电磁感应定律，感应电流iL的标的目的与i1的标的目的相反。若能量由1端口输入，ic3与iL标的目的沟通，所以3端口为耦合输出。在4端口因为电耦合电流iC4与磁耦合电流iL的感导相反而能量互相抵消，即4端口为隔离端口。

　　对于平均介质传输TEM波而言，奇模，偶模相速相等，而对于介质非平均的实际微带线景遇，因为介质基片对奇偶模的电场分布具有不合的影响，使奇偶奈涠现景遇的有效介电常数或相速不等，严峻地说，不克不及搬用由平均介质景遇推出的结论，然则在工程实际中，在有效介电常数取两者平均值后，仍可近似地采用平均介质的有关结论。

　　行使三维电磁仿真软件Ansoft HFSS竖立耦合双线模型，如图5所示。个中，D=1 mm，W=1 mm，L=20 mm，基板h=0.254 mm，εr=2.2。

　　

　　其S参数仿真后不雅如图6所示。

　　当距离距离D=1mm时，3端口的耦合输出在DC～15 GHz局限内不除夜于-20 dB。要增添两条微带线的耦合度，一般要求减小距离距离D。然则要达到紧耦合，对加工工艺的要求将会异常高。

　　在耦合微带线下方加载DGS构造，经由过程改变耦合微带线介质的有效介电常数的分布，除夜而在微带下方缺陷地面的“槽”将能量耦合以前。加DGS构造的耦合双线如图7所示，HFSS模型如图8所示。

　　

　　

　　其S13与S14参数仿真后不雅如图9，图10所示。

　　由仿真后不雅可以看出，加载DGS构造后，3，4端口的输出在2～15 GHz局限内都除夜于-20 dB，在不改变距离距离D的景遇下，S13平均提高约20 dB。同时属意到S14与S13参数曲线在整个DC～15 GHz频段内几乎一样，汲股1，2端口间耦合过来的能量在3，4端口平均分拨，即4端口不再是隔离端口，没有标的目的性了。

　　此时，微带传播不是TEM波，在加载DGS构造处甚至不是准TEM波。按照左手理论，在DGS构造处的等效介电常数为负值。是以，因为加载DGS构造导致整个介质基板的有效介电常数的分布极不服均，很难再套用由平均介质景遇推出的奇偶模理会法的结论和公式。可以近似地把DGS构造看作是在接地板上侵蚀出的“槽线”，“槽”与一条微带线正交耦合，能量经由过程“槽线”后再耦合到另一条微带线上，在耦合处向微带两侧平均传播能量，即此时还存在两条微带线间经由过程空间的电磁耦合，然则很微弱，“槽”耦合占主导地位。

　　3 基于DGS的高通滤波器设计

　　除夜微带线的不服均性角度出发，两条耦合微带的1，3端口本身就具有高通特征，如图6所示的S13，然则因为耦合过于微弱，除夜而无法形成高通滤波器的通带。

　　基于前面对于加载DGS构造对耦合线的影响，联想到可以经由过程加强两微带间的耦合除夜而使S13形成高通响应，如图11所示。

　　

　　竖立HFSS模型如图12所示。S21参数仿真后不雅如图13所示，其等效电路如图14所示。

　　

　　

　　由图13(a)可以看出长度L影响该高通构造的截止频率f0，L与f0成反比，L越长，f0越低，且L近似等于1/4截止波长。由图13(b)可以看出d首要影响高通构造的纹波和矩形系数。d越除夜，阻带响应越陡，通带内纹波越除夜。同时，对截止频率有微调感导，但影响不如对纹波和距形系数的影响显著。由图13(c)可以看出W0首要影响该高通构造的插入损耗，W0越除夜，即“槽”越宽，插入损耗越除夜。

　　4 测量

　　哄骗RT/duroid 5880(基底介电常数εr=2.2，介质厚度h=O.508 mm，铜箔厚度T=O.018 mm)材料建造如图15所示，截止频率为7.5 GHz的O～15 GHz超宽带高通滤波器，个中L=7.8 mm，2d=2 mm，W0=O.5 mm。哄骗Agilent N5244A矢量收集理会仪测量后不雅如图16所示。仿真后不雅与试验后不雅根底一致，验证了基于DGS构造的高通滤波器设计的可行性。

　　

　　5 结语

　　传统超宽带高通滤波器构造较为复杂，对工艺要求较高，且较难实现小型化，行使DGS构造对耦合微带线的影响，提出构造简单，易实现小型化的超宽带高通滤波器，测量后不雅注解，该构造在O～15 GHz内具有较好的高通滤波特征，在微波夹杂集成电路，低温共烧陶瓷(LTCC)电路，多芯片组件(MCM)等范畴具有遍及应用前景。