基于S波段低噪声放大电路设计

基于S波段低噪声放大电路设计

0 引 言

近年来，国内无线通信系统的快速发展，使得微波频率在卫星通信中引用越来越广泛。通信距离越来越远、灵敏度越来越高对系统的性能提出了更高的要求，通信系统不但要求放大微弱信号中有用信号，同时要求具有较小的噪声系数。所以对于系统来说，低噪声放大电路模块很大程度上决定了系统的整体指标。

1 低噪声放大电路的设计

1.1 低噪声放大电路设计技术指标低噪声放大电路(LNA)的设计中主要考虑噪声系数(NF)、增益(Gain)、动态范围和稳定性。这里设计的要求达到指标要求如表1所示。在此使用安捷伦公司生产的低噪声放大管ATF-54143是基于E-PHEMT的新型工艺。E-PHEMT工艺与传统的工艺不同，传统的Depletion-modepHEMT低噪声放大器在门电压(Vgs=0)时沟道电流(Id)达到一个饱和值(Idss)；而E-pHEMT在偏置电压为0时没有传导电流，Vgs=0，Id=0不需要像损耗型加负电压，增加的负电压不但增加系统花费，而且占用电路板有用空间和一些额外的设计需要。表2为ATF-54143低噪声放大电路中心工作频率为3.9 GHz时，直流偏置工作点的增益和噪声系数。为了使低噪声放大电路的参数达到表1中的各项指标，通过对表2折中考虑，直流偏置工作点选择Vds=3 V，Ids=60 mA。1.2偏置电路及匹配网络的设计ATF-54143元件的直流偏置工作电压以电阻R1和R2组成的分压器实现(见图1)，分压电路的电压取自漏极电压，并为电路提供电压负反馈以维持漏极电流的恒定，R3为漏栅极限压电阻。R1～R3可通过式(1) 计算：式中：Ids为漏极电流；IBB是流经R1和R2组成的电压分配网络的电流。由VDD=5 V，Vds=3 V，Ids=60 mA，Vgs=0.6 V，可求得R1=1 200 Ω，R2=300 Ω，R3=25 Ω。提高LNA性能还可以通过调节放大器的源端电感L5和L6实现，L5和L6实际上是源端与地之间非常短的传输线，作为电路的串联负反馈，在频率较高时其反馈对电路的增益、稳定性和回波损耗有着较大的影响。1.3 S参数和噪声系数的仿真分析本文设计的低噪声放大电路使用的介质板为ARLONG 25FR，厚度为0.5 mm。ATF-54143的模块是一个Touchstone格式的双端口S参数，ADS模拟软件中Sparams_wNoise模板可以实现低噪声放大电路的模拟仿真。通过计算估计匹配电路的初始参数，然后使用ADS仿真软件进行优化设计得到最佳设计方案。仿真结果如图2，图3所示，电路增益大于13 dB，输入／输出端反射系数在-10 dB左右。在ADS仿真优化中发现L2和GATE之间的微带线的长度不能太长，太长会增加噪声系数和入射端反射系数；DRAIN和L3之间的微带线长度小于1 mm并逐渐减少时输出端反射系数增加，当长度大于1 mm并逐渐增大时输出端反射系数S22会减小，但输入端的反射系数S11会变差。可以看出高频时微带的长度对电路特性有较大影响。高频时由于微波晶体管的增益随着频率升高而降低，所以需要在工作频率的高端共轭匹配和低端校正。图2可看出3.8～4 GHz频率范围内，增益波动只有0.5 dB。除了能够得到增益和噪声系数等重要参数外，ADS模拟软件还能对低噪声放大电路的稳定性进行仿真计算Rollet稳定性因子K。图5是在ADS中仿真得出的结果K1，在3.8～4 GHz工作带宽范围满足稳定条件。根据上述设计制成实物，测量各个参数并验证测试结果与仿真结果是否与之相符，是否满足表1的设计要求。这里使用安捷伦公司的网络分析仪和噪声仪进行测试，结果如图6，图7所示。图6为电路的传输系数S21、输入反射系数S11和输出反射系数S22。图7为电路的噪声系数和增益。因为测试的结果是经过调试的结果，所以和仿真的结果有些不同。电路的直流偏置为Vds=3 V，Ids=60 mA，中心工作频率为3.9 GHz，带宽为200 MHz的频率范围内噪声系数在1.2～1.6 dB之间，增益在3.84 GHz时达到最大值15.8 dB，输入回波为S11=-40 dB，输出回波较大S22=-8.3 dB。从测试结果中得出低噪声放大电路在工作频带内增益和回波损耗都满足要求，只是噪声系数测试结果比仿真结果大，可能是因为测试仪器的同轴连接器的损耗造成的。

2 结语

本文给出了基于ATF-54143的S波段低噪声放大电路的设计、仿真分析与样品测试。测试结果表明，实际测得的结果和仿真结果基本相符，满足设计的指标要求。目前，已应用于通信系统中，具有较好的应用前景。