工业控制 | 能源技术 | 汽车电子 | 通信网络 | 安防监控 | 智能电网 | 移动手持 | 无线技术 | 家用电器 | 数字广播 | 消费电子 | 应用软件 | 其他方案

电路设计->基础电路图->运算放大电路图->你的运放会振荡吗?

你的运放会振荡吗?

作者:不爱吃窝瓜时间:2016-03-25浏览次数:1164

模拟设计师在设计放大器时花了很多功夫才使放大器能稳定工作,但在实际应用中又有许多情况会使这些放大器发生振荡。有许多种负载会使它们啸叫。没有正确设计的反馈网络可能导致它们不稳定。电源旁路电容不足也可能让它们不安分。最后,输入和输出自己可能振荡成单端口系统。本文将讨论引起振荡的一些常见原因以及相应的对策。

一些基本原理

图1a显示了一个非轨到轨放大器的框图。输入端控制gm模块,gm模块再驱动增益节点,最后经缓冲输出。补偿电容Cc是主要的频率响应元件。如果有接地引脚的话,Cc回路应该接到地。然而一般运放没有地,电容电流只能返回到一个或两个电源端。

图1a:典型的非轨到轨运放拓扑。

图1b是支持轨到轨输出的最简单放大器的框图。输入gm模块的输出电流经“电流耦合器”分成两路驱动电流到两个输出晶体管。频率响应主要取决于两个处于并联状态的Cc /2电容。以上两种拓扑描述了绝大多数使用外部反馈的运放。

图1b:典型的轨到轨运放拓扑。

图1c显示了理想放大器的频率响应,虽然它们在电气结构上有所区别,但具有相似的行为。由gm 和Cc形成的单极点补偿电路提供的单位增益带宽乘积频率GBF=gm/(2p Cc)。这些放大器的相位延迟从-180°降至GBF/Avol附近的-270°,其中Avol是开环放大器直流增益。对远高于这一低频的频率来说,相位维持在-270°。这就是有名的“主极点补偿”,其中Cc极点主导响应,并隐藏了有源电路的各种频率限制。

图1c:运放的理想化频率响应。

图2显示了LTC6268放大器的开环增益和相位响应与频率的关系。这是一款很小巧的500MHz放大器,支持轨到轨输出,并且只有3fA的偏置电流,是展示真实放大器行为的一个极好例子。主补偿电路的-90°相位延迟从大约0.1MHz开始,在约8MHz时达到-270°,但在30MHz以上将越过-270°。在实际应用中,由于额外的增益级和输出级电路,所有放大器除了基本的主补偿延迟外,都还有高频相位延迟。典型的额外相位延迟从大约GBF/10开始。

图2:LTC6268的增益和相位与频率的关系。

简言之,带反馈的稳定性关键在于环路增益和相位;或Avol乘以反馈因子,或环路增益。如果我们在单位增益配置中连接LTC6268,那么100%的输出电压将被反馈。在非常低频率时,输出是负输入的反相,或-180°相位延迟。补偿电路通过放大器再增加-90°延迟,使得负输入到输出具有-270°的延迟。当环路相位延迟增加到±360°或它的倍数并且环路增益至少是1V/V或0dB时将产生振荡。相位余量衡量的是当增益为1V/V或0dB时相位延迟离360°有多远。图2显示在130MHz时的相位余量约有70°(10pF红色曲线)。这是一个非常健康的数字;相位余量低至35°可能都是可用的。

另外一个较少讨论的主题是增益余量,虽然它与参数一样重要。当在某些高频点相位余量为零时,如果增益至少1V/V或0dB,那么放大器就会振荡。如图2所示,当相位减至0(或360°的倍数,或图中所示的-180°)时,1GHz附近的增益约为-24dB。这是一个非常小的增益。在这个频率点不会发生振荡。在实际使用中,一般至少需要4dB的增益余量。

非完全补偿放大器(Decompensated Amplifiers)

虽然LTEC6268在单位增益时非常稳定,但有些运放却有意做的不稳定。通过设计放大器补偿电路,使之只在更高闭环增益时才稳定,这样的设计权衡与单位增益补偿方法相比可以提供更高的压摆率、更宽的GBF和更低的输入噪声。图3显示了LT6230-10的开环增益和相位。该放大器主要用于反馈增益为10或更高的场合,因此反馈网络将至少衰减输出信号10倍。在使用这种反馈网络的条件下,我们寻找开环增益为10V/V或20dB时的频率,发现在50MHz时的相位余量为58°(±5V电源)。在单位增益时,相位余量只有0°左右,而且放大器会振荡。

图3:LT6230-10增益和相位与频率的关系。

观察发现,当闭环增益比最小稳定增益更高时,所有的放大器都将更加稳定。即使1.5的增益也会使单位增益稳定的放大器变得更加稳定得多。

反馈网络

就这个话题而言,反馈网络本身也可能引起振荡。注意图4中我们放了一个寄生电容与反馈分压电阻并联在一起。这是不可避免的。电路板上每个元件的每个端子都有约0.5pF的电容到地,而且还有走线的电容。在实际应用中,节点至少有2pF的电容,每英寸走线的电容大约也是2pF。因此很容易积累起5pF的寄生电容。考虑LTC6268提供+2的增益。为了节省功耗,我们将Rf和Rg值设为相当高的10kW。当Cpar= 4pF时,这个反馈网络在1/(2p*Rf||Rg*Cpar)或8MHz处有一个极点。

图4:加载反馈网络的寄生电容。

利用反馈网络相位延迟为–atan(f/8MHz)这个事实,我们可以估计环路360°延迟将发生在约35MHz时,此时放大器的延迟为-261°,反馈网络延迟为-79°。在这个相位和频率点,放大器仍有22dB的增益,而分压电阻增益是分压电阻增益

= 0.1114 or -19dB。放大器的22dB增益乘上反馈网络-19dB增益可以得出在0°相位处的环路增益为+3dB,电路会发生振荡。因此必须减小与寄生电容一起发生作用的反馈电阻值,使反馈极点远离环路的单位增益频率。极点与GBF比值最好6倍以上。

 

运放输入本身可能呈很大的容性,模拟Cpar。特别是低噪声和低Vos放大器具有大的输入晶体管,其输入电容比其它放大器都要大,会加载它们的反馈网络。你需要查阅数据手册,看看与Cpar并联的电容还有多大。幸运的是,LT6268只有0.45pF,对这种低噪声放大器来说这是一个很小的值。带寄生参数的电路可以用运行在免费的LTspice 上面的凌力尔特宏模型进行仿真。

图5显示了使分压电阻更能容忍电容的方法。图5a显示了加入Rin后的同相放大器电路。假设Vin是一个低阻源(

图5a:减小Cpar效应的方法;增加了Rin的同相放大器电路。

图5b显示了反相配置。Rg同样执行环路衰减同时又不改变闭环增益。在这种情况下,输入阻抗不会因“Rg”而改变,但噪声、偏移和带宽会变糟。

图5b:减小Cpar效应的方法;反相配置。

图5c显示了补偿同相放大器中Cpar的优选方法。如果我们设置Cf* Rf = Cpar * Rg,我们就有一个“经过补偿的衰减器”,反馈分压器也就在所有频率点都有相同的衰减,从而解决了Cpar问题。产品的失配将在放大器的通带中造成“突起”,在响应中造成“骨架”,也即低频响应是平坦的,但改变到了围绕f = 1/2p* Cpar * Rg的另一个平台。图5d显示了用于反相放大器的Cpar等效补偿电路。需要分析频率响应,找出正确的Cf,而放大器带宽就是分析的一个部分。

图5c:减小Cpar效应的方法;补偿同相放大器中Cpar的优选方法。

图5d:减小Cpar效应的方法;针对反相放大器的等效Cpar补偿电路。

这里顺序列出了对电流反馈放大器(CFA)的一些评论。如果图5a中的放大器是CFA,那么“Rin ”对修改频率响应没有多大作用,因为负输入具有很小的阻抗,是正输入的完全拷贝。噪声则有些变差,而且会发生额外的负输入偏置电流Vos/ Rin。同样,图5b所示电路的频率响应不会被“Rg ”改变。反相输入不只是一个虚拟地,它到地有一个真正很低的阻抗,并且已经容忍Cpar (仅反相模式!)。直流误差类似于图5a所示误差。图5c和5d是电压输入运放的首选,只是CFA不能容忍直接反馈电容而不发生振荡。




解决方案


评论

田舍郎 · 2016-04-20 22:26:26

将Rf和Rg值设为相当高的10kW

天师猫神 · 2016-05-06 10:48:59

电流反馈放大器(CFA)有应用案例吗

技术专区