I/Q调制器ADL5375与双通道、1.2 GSPS高速DAC AD9122实现接口 (CN0205)
本电路在双通道高速TxDAC数模转换器 AD9122 与宽带I/Q调制器ADL5375-05之间提供一个简单灵活的接口。由于DAC输出与ADL5375-05I/Q调制器输入具有相同的0.5 V偏置电平，因此无需使用任何有源或无源电平转换电路。该直流耦合的接口有利于DAC补偿I/Q调制器的本振(LO)泄漏。
AD9122 DAC的1.2 GSPS采样速率和ADL5375-05调制器I/Q输入的宽带宽，确保零中频(ZIF)和复中频(CIF)架构均能得到支持。除了滤除奈奎斯特镜像以外，基带滤波器还能出色地抑制差模和共模DAC杂散。
图1和图2所示的电路和评估板采用AD9122 TxDAC和ADL5375-05宽带发射调制器。该接口电路中的信号偏置和调整分别由4个以地为基准的电阻（RBIP、RBIN、RBQP、RBQN）和2个并联电阻（RSLI、RSLQ）控制。
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图1. AD9122与ADL5375-05之间的接口，利用50 Ω接地电阻为ADL5375-05基带输入提供500 mV直流偏置电压（原理示意图）
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图2. 用于实现电路的AD9122-M5375-EBZ评估板
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DAC的满量程输出电流(IFS)可以在10 mA到30 mA范围内编程，标称默认值为20 mA。在该配置中，4个以地为基准的50 Ω电阻(RB =RBIP = RBIN = RBQP = RBQN)上的DAC输出摆幅均为0 mA至20 mA，这样就实现了500 mV直流偏置电平，以及各输出对上的2 V p-p差分满量程电压摆幅（空载）。该2 V p-p电压摆幅可以通过RL (RL = RSLI = RSLQ) 并联电阻进行调整，而不会影响500 mV偏置电平。因此，I/Q调制器输入的差分峰峰值摆幅由下式给出：
注意，计算此信号电平时，可以忽略ADL5375的相对较高的差分输入阻抗（通常大于60 kΩ）。图3所示为使用50 Ω偏置设置电阻时，峰峰值电压摆幅与RL之间的关系。
ADL5375-05与AD9122的动态范围和增益匹配良好。因此，器件之间无需任何有源增益。I/Q调制器驱动电平可以根据需要，通过调整RL的值进行精调，如上所述。对于大多数应用，建议使用100 Ω的RL值，此时满量程信号电平为1 V p-p（0 dBFS时的DAC输出）。
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图3. 使用50 Ω偏置设置电阻时，峰峰值差分摆幅与限幅电阻(RL)之间的关系
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基带滤波
AD9122与ADL5375之间必须插入一个滤波器，以便消除来自DAC的奈奎斯特镜像、杂散和宽带噪声。应将该滤波器放置在直流偏置设置电阻与交流限幅电阻之间，这样，直流偏置设置电阻（图4中的RB）和信号调整电阻（图4中的RL）就能方便地设置滤波器设计的源电阻和负载电阻。
图4所示为一个三阶贝塞尔低通滤波器，−3 dB带宽为10 MHz。该滤波器的输入和输出阻抗匹配，因此滤波器设计非常轻松，并且可获得更好的通带平坦度，支持宽带宽滤波器设计。本例中，所选的并联电阻为100 Ω，产生1 V p-p差分的交流摆幅。该滤波器的频率响应曲线如图5所示。
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图4. DAC调制器与10 MHz三阶贝塞尔滤波器接口
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图5. DAC调制器与10 MHz三阶贝塞尔滤波器接口的频率响应
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复中频(CIF)应用的滤波
图6所示为ADL5375基带I和Q输入的频率响应。该器件具有很宽且平坦的频率响应（−3 dB点为750 MHz），因此它非常适合DAC输出信号已经过数字上变频的复中频(CIF)应用。在复中频应用中，仍然需要低通奈奎斯特滤波器，主要原因是它可以保持从DAC输出到调制器输入的直流偏置电平。
推荐使用图7所示的滤波器拓扑结构，它是一个五阶巴特沃兹滤波器，转折频率为300 MHz。一个纯差分滤波器可以抑制来自DAC的差模镜像、杂散和噪声。使用两个公共连接接地的电容（图7中的C2和C4）将一部分共模电流分流到地，可以获得优于纯差分滤波器的高频信号共模抑制性能。
此滤波器的仿真和实测响应分别如图8和图9所示。实测平坦度为±0.6 dB（DC至250 MHz）和±0.4 dB（125 MHz至250 MHz），该数据是在AD9122反sinc功能启用情况下获得的。采用这种配置，在有和无图7所示中频滤波器这两种情况下，对2 × FDAC共模杂散的共模抑制性能与共模频率的关系如图10所示。
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图6. ADL5375-05的基带(BB)频率响应
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图7. 推荐的DAC调制器与300 MHz转折频率、五阶巴特沃兹滤波器的接口拓扑结构
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图8. DAC调制器与300 MHz五阶巴特沃兹滤波器接口的频率响应（仿真）
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图9. DAC调制器与300 MHz五阶巴特沃兹滤波器接口的频率响应（实测）
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图10. 有和无滤波器两种情况下，ADL5375-05 RF输出端的实测共模抑制性能
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图11. 用于计算调制器输出功率的电子表格
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计算AD9122和ADL5375的输出功率
除偏置设置和信号调整电阻外，ADL5375的输出功率水平还与DAC的数字倒退水平(dBFS)、信号的峰均比、DAC的满量程电流、奈奎斯特滤波器的插入损耗和I/Q调制器的电压增益有关。图11所示的电子表格可以用来计算输出功率。
该电子表格可以从以下URL下载： www.analog.com/CN0205-PowerCalculator
转换电平以驱动ADL5375-15
ADL5375-15需要1500 mV的直流偏置电平。除偏置电平不同外，ADL5375-05与ADL5375-15在其它方面完全一致。若要从AD9122驱动ADL5375-15，必须使用一个无源或有源电平转换网络。图12所示的无源电平转换网络使用4个串联电阻和4个上拉电阻，以便在ADL5375-15输入端实现1500 mV的偏置电平。该无源电平转换网络会导致信号电平发生大约2 dB的损耗。
有源电平转换电路则要使用一个双通道差分放大器，如ADA4938-2，将1500 mV电压接VOCM引脚便可设置输出直流偏置电平。然而，采用这种方法时，接口带宽要受到运算放大器的限制。
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图12. 用于从AD9122 TxDAC偏置ADL5375-15的无源电平转换网络
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如上所述，需要在AD9122与ADL5375-15之间放入一个滤波器。该LC滤波器可以位于DAC端接电阻（图13中的R1）与交流限幅电阻（图13中的R4）之间的任何地方。但是，图13所示的电路允许灵活设计电平转换电路，R2损耗较低，调制器的驱动电平较高。它还允许滤波器的源阻抗与负载阻抗匹配。推荐使用图13所示的带滤波器的无源电平转换网络。
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图13. 推荐使用的带LC滤波器的无源电平转换网络
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滤波器的差分源阻抗和负载阻抗分别为：
2 × (R1 + R2) 和2 × {R3||(R4/2)}
DAC获得的单端阻抗为：
R1||{R2+R3||(R4/2)}
R4充当DAC的交流负载。DAC输出端的差分交流摆幅为：
2 × IFS × R1||{R2+R3||(R4/2)}
调制器输入端的差分交流摆幅为：
2 × {R3||(R4/2)}÷{R2+(R3||(R4/2)}
乘以DAC输出端的差分交流摆幅。
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图14. 用于电平转换电路的电子表格
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LC滤波器应靠近DAC放置，使回路电流路径较短。5 V偏置电源(V1)应靠近调制器，因为调制器也使用该电源。当R1、R2、R3、R4分别为34 Ω、218 Ω、760 Ω、750 Ω时，AD9122 DAC输出端的500 mV直流偏置电压与ADL5375-15的1500 mV直流偏置电压匹配。实际上，图13中A点的电压不必是500 mV，但它会使交流摆幅有一定的灵活性，而不会超过DAC输出的顺从电压。DAC负载为31.7 Ω。滤波器的输入和输出阻抗分别为504 Ω和502 Ω。R2引起的衰减，即R2在DAC输出端与调制器输入端之间造成的压降，由R2和R3||(R4/2)共同设置，约为5.4 dB。
要计算A点和B点（图13）的直流偏置电平和交流摆幅、R2引起的衰减、滤波器的源/负载阻抗，可以使用下面的电子表格。该电子表格可以从以下URL下载： www.analog.com/CN0205-LevelShifter
也可以使用ADIsimRF工具来计算DAC和调制器的功率水平，该工具可以从 www.analog.com/ADIsimRF下载。
布局布线建议
应特别注意DAC/调制器接口的布局布线。下面是一些建议。图15显示了一个遵循这些建议的顶层布局图。
- 使所有I/Q差分走线长度保持良好的匹配。
- 滤波器端接电阻尽可能靠近调制器输入端放置。
- DAC输出50 Ω电阻尽可能靠近DAC放置。
- 加宽经过滤波器网络的走线以降低信号损耗。
- 在所有DAC输出走线、滤波器网络、调制器输出走线和LO输入走线周围设置过孔。
- 将LO和调制器输出走线布设在不同的层上或彼此成90°角，防止耦合。
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图15. 一般布局布线建议
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图16. 测试设置功能框图
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欲进一步了解有关正确布局布线的更多信息，请查看设计支持包 www.analog.com/CN0205-DesignSupport中的AD9122-M5375-EBZ布局文件。
本电路笔记所述的接口可以用在任何设置为20 mA满量程电流的TxDAC数模转换器 ( AD9779A、AD9788、AD9125、AD9148) 与需要0.5 V基带直流偏置电平的 ADL5370、 ADL5371/ADL5372、 ADL5373、 ADL5374、 ADL5385、ADL5386等系列I/Q调制器之间。
通过选择适当的ADC端接电阻对偏置电平进行一些调整，该接口也可以用于低电流调制器 AD8345/AD8349 。
下面详细说明如何执行共模测试（结果如图10所示）。测试设置灵活，也可以执行本电路笔记所示的其它测量。
设备要求（可以用同等设备代替）
- DPG：ADI公司数字码发生器
- 时钟信号发生器：Agilent E4437B
- LO信号发生器：Agilent 8665B
- 频谱分析仪：Agilent E4440A
- 电源：Agilent E3631A
设置与测试
- 按照图16所示连接设置和测量系统。
- 将电源电压设置为+5 V。
- 将FDAC的信号发生器设置为368.64 MHz @ 5 dBm，将LO的信号发生器设置为2140 MHz @ 0 dBm。
- 接通电源和信号发生器。将频谱分析仪设置为2 × FDAC MHz、1 MHz范围。
- 按照图17所示，通过USB接口和AD9122/AD9125 SPI控制软件设置AD9122，然后运行。参考AD9122评估板快速入门指南(www.analog.com-CN0205-DesignSupport)。
• 插值（图17中的“1”）： 1×br> • 精调制（图17中的“2”）：开
• 数据速率（图17中的“3”）：同FDAC频率
• NCO频率（图17中的“4”）：173.32 MHz - 设置DPG（参考AD9122评估板快速入门指南）
• 确保DCO频率（图18中的“1”）接近FDAC频率。
• 将采样速率（图18中的“2”）设置为与FDAC频率相同，并在所需频率设置1 MHz范围。
• 按照图18所示设置“3”和“4”。
• 点击图18中“1”处的按钮，下载I和Q矢量。 - 测量2 × FDAC时的共模噪声电平。
- 更改FDAC
- 测量2 × FDAC（新值）时的共模噪声电平。
- 重复第8步和第9步。
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图17. SPI控制软件用户界面：设置数据时钟和NCO控制
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图18. 使用DPG下载器软件设置DPG
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