用功率管KT88制作的推挽输出级电路

　　近年来盛行的KT88输出功率大，但听感似乎不尽如人意，似乎只是声音大，音效无甚优势。这一现象说明其声压频率特性均衡性差，入耳敏感的中音区比高、低音区声压差过大，二是说明其声压的细节表现力差。因此，若采用直热管驱动将会有明显改观。4PIS如采用RC耦合电压放大电路．驱动推挽输出级势必增设倒相电路．同时电阻负载也使4PIS动态范围受限，影响输出级的效果。本文中采用4PIS功率放大状态，通过驱动变压器实现最佳负载的匹配，在最佳负载电阻上得到低失真、大幅度驱动信号。同时通过变比为I:I+l的驱动变压器完成倒相功能，驱动A.ABI类大功率输出级。

　　同为小型功率管作为驱动级，采用电压放大和功率放大模式有完全不同的概念。A．AB1类输出级量无需功率驱动，但将驱动级处于最佳匹配负载阻抗的功率输出状态，可以发挥大动态，低失真的优势。而功率管电压放大状态设计重点是得到高幅度电压输出，因而必然采用大负载电阻（或大电感阻流圈、驱动变压器）。任何功率管在此阻抗失配的情况下，输必高电压几乎不可能，实际上动态线性区极小，非线性失真也随之增大。工作于阻抗匹配状态的功率放大器组成驱动级，最佳负载阻抗较低（一般A类单端极少超过50000．本例4PIS仅3000Ω）．以保证有足够的直线性工作区。随之而来的是低负载阻抗，使驱动变压器初级电感无需很大即可满足Hi~Fi放音足够的低频延伸．因而驱动变压器的绕制工艺简化。以往的电压放大模式驱动变压器初级电感常在50H~150H，绕成1：1．其总匝数惊人，过多的匝数使分布电容增大，“大公嗓”加剧。

　　附图是4PIS功率状态驱动2xKT88的超线性50w后级放大器电路。各级放大电路有以下特点：

　　一、输出级特点
　　
　　2xKT88输出级根据英国KT88开发商GE公司提供电路数据，工作于超线性放大状态，基本数据如下：

　　板极+G2电压550v．电流静态值2x50mA；栅负压-72V；静态板耗(每管)27.5W,负载阻抗（板一板极）4.5kΩ；第二栅抽头比40%，第二栅极负反馈量约-9dB;KT88UL状态内阻1.52kΩ。在上述状态下当栅．栅极输入信号2x70Vp-p时，输出功率IOOW．THD约为2%。当输入信号为2x52Vp-p时输出功率52W，板流峰值198mA．THDl.5%以下。

　　本例中采用第二种驱动状态，其直流工作点与前者相同，由于输入信号减小为2x52Vp-p，使最大信号时板流峰值198mA．输出功率降低为52W，工作区内线性大为改观。

　　由于直流工作点不变，欲得到100W输出功率只需提高输入信号幅度为2x70Vp-p即可实现，但THD稍有增大。

　　二、4PIS驱动级参数

　　本机设计输出50w．故末级驱动信号仅为50Vp-p两组反相位信号。4PIS驱动级工作于五极接法A类功率放大状态，其数据如下：

　　板极电压210V；第二栅极电压210V；总计阴极电流(Ia+lg2)为32+6.5mA，栅负压-8v．自给栅负压电阻Rk’-SW38.5mA=208Ω．选用标称值210Ω1W电阻。当输入7Vp-p信号时输出功率为1.5W左右，在3500Ω的最佳负载端输出电压有效值为Uo=1,5Wx3500Ω,的方根值72.5Vrms，峰值为IOIVp-p。为了得到两组反相位驱动信号．4PIS采用驱动变压器输出，初级、次级匝数比为I:I+I．在两组次级上各接人7kΩ电阻，则反应到初级的阻抗为3.5kΩ．同时在两次级上得到反相位和初级电压相等的两组驱动输出。

　　三、首级和负反馈设计
　　
　　前级仍采用2127S三极接法RC耦合放大器．2J27S采用210V供电，负载电阻Ra=56Ω,和前述电路相同，其开环增益约为14倍以下，而4PIS驱动级电压增益约14倍（输出101V，输入7V值）．则前级电路总增益达到196倍，这就是说末级欲得到50Vp-p驱动信号．放大器输入灵敏度应达到50V/196=255mVp-p。作为纯后级功放增益显然过高．一般输入灵敏度以500mV~lVp-p为准，以降低前级噪声和避免大信号失真。如按800mV计算，则前级有60倍增益已足够，此多余的约+lOdB增益，可以在前置级与驱动级之间加入-lOdB的负反馈以平衡整机增益，同时改善前级4PIS五极管的高内阻特性和非线性失真。至此本机前后级分别采用独立的负反馈；输出级为一9dB的第二栅负反馈，前置级和驱动级间加入一10dB的串联电压环路反馈，对整机特性大有改善。前后级独立负反馈，每路反馈量较小，放大级数小，相移也小，使放大器更趋稳定。

　　四、供电电路特点
　　
　　本机电源有两组高压输出，第一组为550v．向UL输出级供电，全波真空整流管529P用作高压延时．以适应KT88的要求。开机后约45秒高压才输出，保护KT88阴极不受损。同时高压延时管有一定内阻．和滤波电容构成RC滤波有利于降低纹波，减小滤波电容充电峰流。当采用双声道结构时．每声道各198mA的最大电流，用529P足以应对。如为单声道，也可改用国产电视机阻尼管6218P、6219P．但灯丝需改用6.3V。

　　前级高压210V供电要求低纹波，同时要有高稳定度。因此将550v降压滤波再由两只充气稳压管VR105（国产WY-3P、苏式cr3C）串联输出稳定的210V电压，以保证4PIS、2J27S的使用安全。充气稳压管等效于大电容，使前缓供电纹波更低。

　　前级两管均为直热式，为了降低灯丝引起噪声．采用两组三端可调稳压ICLM317组成稳压供电。
　　
　　五、制作和调整
　　
　　需自制两只变压器，输出变压器T按GE公司要求设计初级阻抗为4200-4500Ω,，本机额定输出为50w．仍按最大输出100W要求设计，以利于降低TZ损耗，改善性能。

　　输入驱动变压器Tl．无类似产品可购，只有按下述方法自绕。TI实质上属于高输出阻抗的小功率A类输出变压器，虽然KT88x2ABl类UL状态栅极无栅流并不消耗驱动功率，但Tl的匹配电阻却有功率损耗，当额定输出电压幅度为每组72Vrms时，每只7kΩ电阻上约有0.7W的功耗。匹配电阻上的信号功耗实际上也使输出信号更趋稳定。

　　因此T2需按3W~5W的A类输出变压器进行设计。

　　选用E20铁芯，叠厚22mm（大的铁芯截面可提高变压器的效率）．配用三槽塑骨架，将中间槽用φ0.17mm漆包线多层叠绕2000匝（电压不高可不分层平绕）．头为(2)尾为(1)。然后再用φ0.12mm漆包线在侧另一槽绕2000匝，头为(6)尾为(5)。最后一侧槽内将线圈骨架取下，反一身装上绕线机，用φ0.12mm线，再绕另一次级2000匝，头为(4)尾为(5)，两组次级一正绕（与初级绕向相同）．另一组反绕目的是使两次级绕组起始端(4)、(6)，都贴近铁芯一测，且感应电压是反相位，以使两组输出(3)和(5)端分布参数完全对称。最后的NF绕组可用φ0.21mm线径，在中间槽（初级外侧）加绕95匝作为负反馈绕组，相当于阻抗为8Ω与初级匝数比为2l：l。此绕组可不分头、尾，在调试中调整，达到负反馈的相位要求。变压器铁芯对插，两组同留0.2mm气隙，以避免磁饱和。

　　本机B+、C-电压因有稳压管，可无须调整自动保护。唯一需调整的LM317组成直流稳压器可用假负载法调定输出电压。4.2V可用13Ω．1.4V用28Ω电阻作假负载，将4.2V、1.4V端同时接入相应负载电阻，先调定4.2V．再调定1.4V。

　　放大器中需调整的仅是KT88栅负压，可用数字电压表检测T1(4)和(6)脚，将电压值粗调于-72V．然后在两只KT88阴极上各井人1V直流电压表，分别微调栅负压电阻，使两只10Ω电阻上压降相同，为0.5v，捷两管静态达到平衡，各为50mA。此项调整越精确越好。