胆管6550A AB1类功率放大器电路

　　(1)电路组成

6550AAB1类胆功放后级电路如图所示。采用典型的束射管接法，两管分别用可调固定栅负压供电，阴极接入10Ω电阻，主要用于间接检测阴极电流，同时对输出管过载有补偿作用。

　　栅极串联20kΩ电阻，将输出级的输入电容进行隔离，以提升高端频响。输出级设定的工作状态是，Ua=600V，ug2=300V，Ug1=-34V，符合表2－1中KT88参数中的AB1类状态，在4.5kΩ的负载阻抗时其最大输出功率为100W，非线性失真2.5%。由表2－1所列Iamin为120mA（两管静态阳极电流值），所以6550A的静态阳极功耗为600V×0.06A=36W，尚未达到其极限值40W。该放大器可以连续使用。达到额定输出功率时，输出级驱动信号为2×34Vp－p。

　　该机前置只有两级，2只6SN7并联作为倒相后的对称放大器，为了便于与第一级直接耦合，对称放大器采用15kΩ的共用阴极电阻。由于对称放大两管工作于对称的反相位状态，15kΩ电阻上电流方向相反而相互抵消，其两端无信号压降，即使不用旁路电容也无电流负反馈作用。该级放大器开环增益为：K=μ·Ra／Ra+Ri阳极负载电阻Ra为20KΩ，μ=20，6SN7的内阻Ri为7.8kΩ，并联为3.9kΩ，求得单级中音段电压增益为16.73倍。由于并联运用内阻降低，使电压增益有所提高。由图中可见，6SN7有效阳极电压为240V，即阳极供电380V～140V的阴极压降。根据沙尔文手册资料，其输出信号40Vrms时非线性失真度4.1%（该资料请参阅《电子管放大器装调技术》—书P298）。同时在输入信号一定时，交流信号的电流变动由两个三极管部分各自分担1／2，等效于电子管动态范围提高1倍，电子管工作区相对压缩在较小范围，从而有较好的线性。并且在电压增益要求不变的情况下，两管并联运用跨导增大1倍，其μ=Ri·S不变，阳极电流增大1倍，Ra减小，有助于提升高端频响。

　　前级由高μ双三极管组成改进型长尾式倒相器，为了避免“长尾”33kΩ电阻使12A×7有效阳极电压过低，在长尾下端接入－70V供电，使12A×7阴极处正负电源交接处，对地有1V左右偏压，如此一来，该级阳极有效供电电压近似等于正电压230V，使12A×7动态范围有较大的余地。实用中可以调整510Ω平衡电位器，使12A×7两三极管阳极电压相等。改变长尾33kΩ的阻值可使其阳极电压为125V，使直接耦合的对称放大器有125V的栅极电压，与其140V阴极电压形成－15V的栅负压（此处电压值以原图标注值为准，是否正确暂不考虑）。按图示元件数值，12A×7在平衡状态单级增益约为50倍左右，前级总增益可达800倍（50倍×16倍），显然不需要如此高的增益。为了使放大器有合适的常规灵敏度，一般后级功放为200mV～1Vp－p之间，如设定为300mV，达到2×40Vp－p驱动输出，则计算值为40V／0.3V≈133倍，放大器的音量留有较大余地。为了使有效增益降低为48dB，可以选择10kQ负反馈电阻，施加约15～18dB的负反馈，仍可以采用调试方法选择。

　　电源供电系统全部采用半导体器件整流，静态阳极供电电压+600V，额定输出时为550V。为了使大信号输入时保持稳定的第二栅极电压，Ug2供电采用齐纳二极管稳压电路，使第二栅极电流在3.4～30mA变动时保持稳定的300V。齐纳管选用2DWl39×2，输出级栅负压供电－70V，也设有稳压二极管，稳定于－70V。

　　（2）DIY关键点
该电路已具输出100W的基本要求，输出功率的决定因素一是供电系统，二是输出级电压配置和输出变压器的容量和初级阻抗。

　　从表2-1中可以看出，固定栅负压在输出55W、100W两种典型应用数据中，对供电系统要求差别较大，尤其是阳极供电电压，需根据已选择的电源变压器高压绕组电压值和电流容量决定，第二栅极电压的稳定度必须保证。需注意的是，表中阳极电压400V或550V需保证在最大输出状态（即两管阴极电流最大时）不低于此值，也就是说要求阳极供电有较好的负载调整率，一般的电容输入滤波器，当放大器静态时电压会明显升高，要求此状态下电压不超出额定电压的10%。

　　对100W输出状态，静态供电电压以600V为限，最大输出状态电压不低于550V，因此要求变压器有足够的容量，同时在输入滤波器之前加入限制充电峰值电流的电阻，必要时采用电阻输入式滤波器。

　　KT88、6550A的灯丝电流较大，阴极热容量也大，使阴极加热到稳定的发射温度约需30秒～45秒。在此期间，半导体二极管整流输出接近空载，输出电压超高，使KT88阳极电压、第二栅极电压都升高，在阴极发射不足的条件下，从阴极表面强拉出电子，使电子管迅速衰老。解决方法是，增设单独的高压开关或在高压整流电路加入自动延时器。

　　其次是整机电频响，由输出级RC耦合电路和输出变压器决定，全机唯一的RC耦合电路为0.1μF耦合电容，其低端转折频率为12Hz。一般为了降低输出变压器成本，总是将输出变压器的低端转折频率选择稍高于RC耦合电路，输出变压器的低端频率如选择为4Hz左右，可以使放大器低端频响达到10Hz（－3dB），但一般生产者不会采用此种耗时费力的作法。如果欲使频响达到10Hz，宁可将两者转折频率互换。由此常规设计方法，可判定本机低端频响在20Hz以上。可以估算，在4.5KΩ最佳负载时输出变压器初级电感量大于40H。从前级51pF、10kΩ高频补偿电路计算，高端截止频率可在30kHz以上，但最终还取决于输出变压器的质量、工艺水平。