设计一款共栅电子管差分加和田茂SRPP胆石宽频功放电路

　　制作过晶体管电流（电流模）负反馈功放的朋友可能会发现：

　　时下流行的电流负反馈放大电路由于输入级取消了差分模式，制作出的功放虽然音质清丽、飘逸，但较之差分输入级线路，音质失之圆润。同时输入级对电源噪音共模抑制比下降，针对这些现象，笔者利用电子管优良的线性，设计制作了一款“共栅电子管差分+和田茂SRPP”胆石宽频功放。电路原理见上图（另一声道同），电源（见下图）共用。
　　 6N4（Vl、V2）构成差分输入级、屏极电流设计为2mA和1.4mA，兼顾信噪和动态。值得说明的是，该差分不是一般的共阴模式，而是“共屏（V1）+共栅（V2）”架构——整个电路的电压增益由工作于共栅状态的V2完成。共栅电路具有优良的频率特性。主要用于高频电压放大。但它输入阻抗低、输出阻抗高。为此，常常与共屏电路（阴极跟随器）互补，本“共屏共栅电子管差分”组态输入级较好的解决了共栅电路的低输入阻抗问题。为了获得较高的电压增益，Vl、V2宜选用高μ管，如6N4、6N9P等，本着“简”为“真”的原则，本电路仅设计了一级电压放大。理论开环增益为67倍（36.5dB，计算过程略）。

　　要推动后级电流放大级，在V2的输出级插入一级阻抗变换器是很有必要的。为了获得极低的输出阻抗，第二级阻抗变换器摒弃了性能中庸的常规SRPP，也未良好的阻抗匹配和优良的频率特性。当V3、V4用6N10（12AU7、5814）时，该级输出阻抗210Ω，电压增益0.9倍。为驱动后级的功率MOSFET奠定了基础。V2、V3之间采用直耦方式。

　　末级功率管最好选用专门为音频电路设计的LDMOSFET，如日立K1058/J162、K2221/J352、东芝K1529／J200，并将配对误差尽量控制在5％以内。选用不同功率管时，调整偏流的电位器Wl要选用不同的阻值。如用K1058／J162、K1529／J200时。Wl选用10kΩ，若选用K413／Jll8等工业用管时，Wl则选用20kΩ（Uc=±50V.每管Id=200mA时， K1058／J162 Ucs≈±1.2V；K1529/J200 Ucs≈±2V；K413／J118Ucs≈±4.3V）。切记在加电之前一定要将W1调整为最小值，以防烧管。W2为输出端调零电位器。

　　C4、R9、R10构成负反馈环路。接入环路反馈后，图l的电压放大倍数约为2l倍（26dB），负反馈相当浅，仅-lOdB.以获得良好的瞬态响应。如果将图中电子管电压放大部分独立出来，把R9换为10kΩ。则是一台完美的20dB（9.2倍）前级。

　　在具体制作中，要重视C5、C6的品质。宜选用漏电小的高品质电容。由于本线路具有优良的高频特性。所以对电源的高频内阻有一定要求。主电流放大级滤波电容上并联的高频旁路退耦电容（O.1μF）一定不能省略。否则。加上电压放大级后。主电流放大级的静态电流会莫名其妙地飙升，调整Wl会出现电流突眺现象（不是W1质量问题，也不是高频自激）。

　　本电路由于不存在深度负反馈。所以不必像晶体管电路那样采用各种复杂的相位补偿措施。装机成功率相当高。