用6C33C胆管制作的SEPP放大电路

　　附图为发烧友设计、试制的6C33CSEPP放大器。为了接入8Ω、16Ω负载得到更大的输出功率，SEPP输出级由4只6C33C组成每臂2只并联单端推挽，采用±182v、对称的双电源供电，最大功率可达到8Ω时80W，16Ω时120W，频响测试数据为10Hz-20kHz为0dB.10Hz-100kHz为-4dB。总体指标似乎不错，但高端频响只到20kHz，对无输出变压器的OCL电路而言，显然未发挥其宽频响的优势。电路整体只有一级RC耦合电路，O.47μF和75kΩ电阻构成的低端转折频率约为4.5Hz，总频响达到10Hz（0dB），属情理之中。该放大器设计与前述6AS7 SEPP电路相比，输出级的偏置电路采用C1、C2两组独立的栅负压供电，因而其正极端分别接入两输出管的阴极，以使每管栅一阴极之间分别调整于-71V的栅负压供电，两管偏置可互不影响，既可保持稳定，调整也容易。从电路上看，两输出管静态完全对称。
　　
　　 前级放大器为2只6N6并联组成对称放大器。因此驱动级动态范围也有改善。放大器第一级为长尾式倒相器，由高“双三极管12AX7组成，为了提高对称性，其”尾“由1.1mA的恒流二极管组成。应该说该电路结构设计优于上例，但是也有不足之处，似乎作者对新电路诸如恒流源、负载直接耦合、长尾式倒相、对称放大等情有独衷。看电路总体结构，似有非用”新电路“不甘心之感。为了采用新电路，将其强迫置于自己设计的放大器中。此种设计理念是业余音响设计的通病。结果是匦蛇添足。既未发挥新电路的优势，也使放大器整体效果的提高毫无益处。此为名机中不会出现的失误。该电路的不足和改动之处在于以下几点：

　　本机驱动级采用2只高跨导双三极管7119并联，7119类似于国产6N6，其跨导S=11mA／V，Ri=1.8kΩ，是目前常用的动态范围较大的中μ管。采用两只三极部分并联，使Ri减小为原值的1／2，跨导增大1倍，放大系数μ保持不变，但是并联运用使板流增大1倍，跨导的提高其栅极控制板流能力增大。所以，并联运用对本级增益无影响，仍与单只三极管增益相同，只是板流变量增大，故使输出动态范围有所扩大，此点对驱动6C33C而降低驱动信号非线性失真是必要的。

　　以图示元件数值和7119的内阻Ri=1.8kΩ计算，对称放大器增益约为K=20×20kΩ／20kΩ+1.8kΩ≈18倍。当输入信号峰值等于其栅负压-8V 时，输出信号幅度达到70Vp-p是无问题的。

　　即使特性参数完全相等的双三极管，当组成长尾式倒相器时，由于阴极”长尾“的负反馈作用，使其动态范围不能充分发挥，而组成两路对称放大器则可以达到该电子管的最大输出。

　　所以一般大中功率胆功放无论采用何种倒相电路，都采用对称放大器提高幅度，以降低额定输出时的非线性失真。从此点来说，该电路考虑周密，如应用得当获得2×70Vp-p驱动信号，不会有明显的大信号失真。也不会有驱动不足现象产生。但设计者对”长尾式倒相“”直接耦合“等流行名电路依依不舍，第一级采用长尾式倒相，又要考虑有较高增益，故采用”恒流源长尾“，对颇为有名的”直接耦合“也难舍难分。强行在长尾倒相器和对称放大器之间采用直接耦合的结果是，为了对称放大器得到-8V的栅负压，两级放大的工作状态都被迫限制在极不理想的状态中。其中为了抬高对称放大器阴极电位，在两管，阴极与地间加入另一个12kΩ的”长尾“，此级非例相器。也非阴极输出器，两管工作于相位相反幅度相等的对称放大状态时，此阴极电阻上信号压降两管相互抵消，即使无旁路电容也不会有负反馈作用。也就是说加此电阻纯属抬高电位。以便于直接耦合。加入此电阻后，使放大器的395V供电电压降低了148V，使电子管有效工作电压仅为247v.板压一电流关系的线性被压缩。形成大信号非线性失真。即使两管并联也对此无补。仅此1只电阻就打破了意欲提高输出动态而采用并联的效果。从直耦电路而言，减少一级时间常数电路可使多级RC耦合放大器得到更低的低频下潜，而本机中采用OCL输出。即使不用直接耦合，也只有两级低频衰减电路，只要将其设定在1-2Hz和5Hz左右。达到低频10Hz的频响完全可能。且下降斜率不大，相位移也极小，又何必非直耦不可呢！

　　不恰当的引入直接耦合。也使第一级放大器性能受损。第一极选择日本极为流行的长尾式倒相器。为了不因其长尾引入过大的直流电压降。特选用1.1mA的恒流二极管，而且用-51V电源向恒流二极管提供电压，这一切对工作于输出信号需较大幅度的长尾式倒相器而言均只有一个目的。即”尽量提高倒相管有效工作电压“。以使大信号输出失真更小。但本机倒相器属前级小信号放大与倒相。其输出信号最大幅度无需大于8Vp—p，虽如此，采用恒流长尾仍无可指责，只是意义不大而已。 为了使前级阳极静态电压为140V，以便使下级得到140V-148V=-8V的栅负压。在倒相器供电电路中串联470kΩ的高阻值电阻，将395V供电电压降低为195V.此法简直是搬起石头砸自己的脚。在此电路中为提高12AX7的有效工作电压，煞费苦心地加入负电源供电。并以恒流二极管作为长尾。此处却又将板极供电人为降低达200V之多，此种设计前后矛盾的作法造成前功尽弃，一无所得。

　　任何电路设计。不能成为新电路的展览会，此放大器前级设计颇有此嫌。

　　欲使驱动信号达到2×71Vp-p而无明显失真，可作如下简单改动：一是将直接耦合改成RC耦合。为了使低频10Hz频响不升高，输出级耦合电路保持0.47μF，75kΩ，其低端转折频率为4.5Hz，在倒相器之后加入0.47μF、470kΩ的耦合电路。使其转折频率为O.77Hz。二是将470kΩ和VR取掉。改用47kΩ／1W电阻。为了使滤波时间常数更大。退耦电容改为47μF／400V。改动后，可将对称放大器的12kΩ长尾换成1.3kΩ阴极电阻，使其有8V左右的栅负压。不过。此机用于光盘机播放仍有不理想之处，12AX7是高μ管，在栅负压1～2V时理论最大输入信号可达1.2Vp—p，实际上12AX7在输入信号超过0.5Vp—p时其本级非线性失真即已超过50%，光盘机重放信号平均可达2Vp—p，失真必然极大。若将此级改用中μ管12AU7，栅负压调整到-4～-5V，则大信号失真可得到有效改善。原设计用12AX7倒相是出于整机开环增益较高。以便加入颇为时髦的”大环路“负反馈。不过，此机的大环路反馈不仅用错了地方。且反馈方式也是错的。

　　采用负反馈绝非为了赶时髦，而是为了改善音质，降低失真。本机输出级采用低内阻、低|L三极管，其内阻、μ值远比2A3更低，而且采用SEPP，有足够的频响宽度和极小的非线性。采用负反馈一般都将2A3、300B输出级排除在外，所以给6C33C加负反馈纯属开错了药方。严格地说给低μ输出管加负反馈是雪上加霜，其已达71 Vp-p的驱动电压。加入负反馈则使前级负担更大。另外。对推挽放大器而言，负反馈不能加在倒相器之后的任何一臂放大器，否则使推挽电路严重不平衡。当改用12AU7以后，本级全部为中μ、低μ三极管。而级数只有三级，完全可以不加任何负反馈而有相当高的指标。此种NO.NFB方式目前在目本已开始用于MOSFEI管输出级。

　　电子管OCL不必考虑温漂，管内阴极温度最高近1100℃，管壳温度也达上百摄氏度，6C33C玻壳表面温度更创300℃的纪录，区区40℃以下室温变化对其毫无影响，只要偏置电压稳定，则不会失衡。