电子扩音机安装后的电压检测与调整
(1)灯丝电压检测须知
此问题也许有人认为过于小儿科了，其实不然，DIY胆机失败者在此遇到困难的并不少见。当全机装配完毕．检查接线无误后，首先将全部电子管（除整流管以外）插入管座，同时监测市电220V时管脚上灯丝电压，至少应在额定值的正负5%以内。
此检测过程必须注意两点，一是市电必须调整于220V,二是必须将全部电子管插入管座，否则难以准确测量。检测巾发现灯丝电压超标，则必须更换电源变压器，不能将就。
(2)高压供电检测及初调
在插入整流管之前，先用欧姆表检测+B输m端．和各滤波电容器正极对地之间电阻值，应在lOkΩ以上（对有泄放电阻的机型基本为泄放电阻值），如低于此值，说明电解电容不良，或机内元件有相碰引起的短路，或输出变压器初次级有短路．处理、更换后再插入整流管。开机后初调过程只检测整流管灯丝（或阴极）对地整流电压，此电压值要求与图示值误差不超出正负20%。误差过大将使输出级偏移设计的T作状态．超高过多还会影响输出管寿命。超压时可去掉阻流罔之前的滤波电容器，使之成为阻流圈输入（或电阻输入式）滤波，不仅输出电压值降低，还会有更好的电压调整率。如果整流输出电压过低，则将使输出级电子管线性区缩短，非线性失真增大，输出功率成平方比关系减小，同时输H{管T作点偏移，输出阻抗失配，放大器所有指标变劣。对输出级而言，板极、第二栅极供电电压应不低于设计值的-10%。当选用的变压器高压过低，而义不打算更换时，应以现有+B电压为准重新设计输出级工作状态。从半导体功放DIY步入胆机者，习惯以板极电流确认T作状态是错误的！以图1的300B功放为例，图注板压485V,栅负压为-82V，板流为82mA．当变压器只能给出350V板压时，往往只调整阴极自给栅负压电阻值使板流为82mA即认为万事大吉，这是错误的。实际上82mA的板流是板压485V时,300 B处于线性区中点栅负压-82V的值，当板压350V时板极特性线性区缩短，根据300B特性曲线可画出此特线性区中点应为栅负压-74V、板流60mA的点上，此工作状态输出功率为IOW．非线性失真近1.5%．最佳负载阻抗2.2kΩ,．与原图相近。
因此，板压降低为350V后，必须同时将阴极电阻增大为1.25kn．使板流为60mA．方可保证该功放指标无-太大的变化。
由此可见，电子管工作点调整不能以板流值为准，关键是栅负压必须处于栅压——板流特性的、中点上。同一电子管栅压——板流特性，在板压不同时有极大区别。
+B输出电压的降低．使前级电压放大器板极供电同时降低．为了避免重新设计各级T作点的麻烦，只改变前级供电退耦电阻R14使压降减小即可（采用不更换变压器重新设计调整的电压值如图1括弧内所注）。
(3)各级栅负压值的检测
由上述可见，在板压值设定后,由栅负压值确定电子管的T作点．所以调定T作点时不应以板流为指标，因为板流不只受栅负压的影响，同时受板压的影响。电路图上所注静态板流值是图注板压、栅负压值时的测试值。板压对板流的控制能力即电子管的板极电阻（内阻）．而栅负压对板流的控制能力即电子管的跨导。对同一电子管而言，栅负压的控制能力比板压控制同样板流的能力大μ倍，所以栅负压值的精确度要求高于板极电压。正确、精确地选择栅负压值，是保证电子管处于真正A类的关键。为了正确测量栅负压值需注意以下几点：
1)对自给栅负压，只要用数字表直接检测阴极电阻两端压降即为栅负压值，如果以图注栅负压为准，则需另行检测板压、C2电压是否与图注相符，如不同则需按实际板压、G2电压值重新设定阴极自给栅负压值，否则不能保证在实际栅负压下，电子管工作在特性曲线的中点，其原理如前所述。有人以为，某种型号的电子管作为A类电压放大器，栅负压是固定不变的，如12AT7．只要用于RC耦合电压放大，认为其栅负压设定为-2V（手册给m值）都是正确的，此为常见误区。手册中所指-2V，系指其板压250V、板流lOmA的栅负压值．当实际电路中板极供电电压不同时，线性区中间点也不在-2V。就RC耦合电压放大电路而言，板流也绝非lOmA，而与板极供电电压、板极负载电阻有关．2)对于同定栅负压，需测量栅极电阻下端与地之间负压值，而不直接检测电子管栅极与地间负电压，以避免电压表内阻导致的误差。
初调中检测栅负压的目的．只是使各级电子管有近似的栅负压值，以避免通电试机巾因电子管栅负压接近Ov导致电子管受损。电子管栅负压接近Ov常为接线错误、旁路电容短路、元件相碰等原因所致，在初调中必需排除。至于由于栅负压设置不当，导致放大管T作于非线性区引起失真，则在最终细调中解决。
2．试听和改进
经上述检测后可放心接人电源和扬声器进行初步试听．并对胆功放的基本项目进行考核，以确定需要在哪些电路中进行改进，力争在初调过程中完成，避免在后续摩机中大动干戈。
(1)噪音考核——静态噪音输出为此，将VR1的滑臂置至地电位．听扬声器中是否有交流声。正常机在1m以内应听不见任何噪音．否则说明静态噪音输m超标。
静态噪音是近年来对HI-FI胆机最为关注的一项指标。静态噪声输出的大小比带用信噪比更能贴近听音要求的实际。
当胆机功率较大时，输出信号幅度也大，相应比信号电平低“80dB—90dB”的噪声电平也不是低值。在信号低潮或音乐间歇期，信号降低则噪声突显，听之令人讨厌。静态噪声是指噪声绝对值，即无信号时，应听不到任何噪音。测试方法是将放大器音量完全关闭，用mV计检测8Ω输出端噪音电平．应不大于ImV．如人耳已听到交流声，则远不止1mV.可用数字表AClOmV挡在8Ω输出端检测得以证实。
静态噪音超标应首先检查电源部分。以图1的电路为例，首先在Cl0两端并入lOOμF电容，再在C13两端并人4700μF电容试验，如无效可逐级拔去Vl、V2。当拔去VI时噪音减小，说明Vl 6J5灯丝阴极间有电阻性漏电（灯丝加入正电压HB．对电阻性漏电无效），可换管试验。Vl拔出如无改变，再拔去V2试验。当拔去V2仍有大于1mV的噪音，则考虑是电源变压器交流漏磁电流过大，周边形成极强的交变磁场所致．可将电源变压器移出底板外试验，可以证明（市售电源变压器次品不少），或者断开变压器所有负载电路，拔去所有电子管和Dl。在220V市电下检测初级空载电流，应不大于20mA．否则变压器铁心质量差．或安／匝数不足，必须更换。
静态噪声超标的另一原因是Vl、V2管座漏电，建议前级管座用陶瓷基体产品，另外还应注意，机内交流供电布线是否不规范，距Vl、V2栅极过近。若灯丝采用单线供电，另一端接地，以底板（接地母线）作为灯丝传输，易造成静态噪音超标。
静态噪音达标后，可将音量电位器开到最大试听动态噪音，如此时噪音增大非常明显，则说明功放输入电路.V1栅极引线屏蔽不良，输入插口及引线过长且屏蔽不良．可以缩短距离，采用屏蔽线（不宜超过LOCm）方式改善。交流声是胆机大敌，必须彻底排除。
处理噪声之后功放已通电数小时，此时应检查变压器及底板下元件是否明显升温。温升超过50C的电解电容器应予以更换，电阻应换用较大功率的，以消除隐患。为了发现某些需改动电路才能改善的项目，在试听中应预先检查，以免功放定型后再大动干戈。为此，第二个试验项目是整机增益检查， 实际是检测功放的灵敏度是否足够。
(2)整机增益考核
对于纯后级功放．在实用中往往搭配有独立的前级放大器，因此，纯后级放大器输入灵敏度比较低，一般要求200mV—IVrms。图l的后级实测输出10W．输入灵敏度为600mVrms。如果不设独立前级．播放CD必然会感到增益不足。虽然CD、DVD机输出电平最大为1V以上，但均指峰值电平，其有效值只有0.7Vrms,同时此值是指音乐高潮片断最高输出值，当音乐低潮期只有其1/1000．甚至1/10000．过低的增益显然不能应对80dB—90dB的大动态。而且多数听音者为了保持所谓原汁原味．不另设独立前级，在此条件下纯后级被当作合并式功放使用．这时将灵敏度提高到200mV才合理。
对于下图的功放，只要将第一级6J5改成高μ管12AX7即可轻易将其增益南14倍，提高到50倍以上，从而使两级前级放大增益提高到50x7.5≈375倍(7.5为6AH4的单级增益)，输入140mVrms的信号，即可使300B栅极有74Vp-p的驱动信号而达到满功率输m。改用12AX7只需将板极负载电阻增大为82kΩ,．Rl改为2.2kΩ即可。如此下图即成为合并式功放了。随着总增益的提高，噪声会有所增大，同时需加强12AX7栅极电路和元件的屏蔽。开机后可调整阴极电阻，使12AX7板极电压为90V，保证下一级有正常的栅负压。
不作为商品机似乎无必要检测输出功率，但如果输出功率较设计值小很多，有可能关键部位存在重大隐患，此种检测是最有效的排除方式。
输出功率的检测只需有一台普通音频信号发生器，甚至利用一张CD测试碟也可进行。电压表采用精度1%的数字表，另外准备1只10W/8Ω线绕电阻（可用300W电炉丝自制），作为假负载。测试方法是将8Ω纯电阻代替扬声器接A放大器8Ω输出端．从输入端接人音频信号发生器，输入lkHz的信号，在假负载两端并人数字电压表。将信号发生器输出信号逐渐增大（功放音量处于最大位）．观察电压表指示值，随着信号增大，输出电压增大不明显的一点，即表示功放的最大输出功率，其值为UoUo/R=W。若在8Ω电阻上电压为10V左有，相当于输出最大功率为12.5W。此种测试过程巾未考虑波形失真，所以并非有效输出功率，只能称为最大输出功率。即使放大器完全正常．最大输出功率时非线性失真也会接近10%。在限定非线性失真的前提下，测得的输出功率则称为额定输出功率。就下图的放大器而言，非线性失真2%以内的输出功率应不低于10W。
最大输m功率表示的是输出级工作状态，而额定输出功率时失真度则表示放大器各级的线性度。检测输出功率不能以扬声器作负载，因为扬声器负载非纯电阻，其电感成分在信号激励下会产生反电势影响测量精度。同时复数阻抗负载也使负载阻抗随频率而升高（通常扬声器负载阻抗8Ω系指频率400Hz值）．影响输出电压的准确性。
欲检测额定输出功率，需备有失真仪。在业余条件下可用普通示波器大致判断失真度，稍有经验的测试者可以从正弦波显示波形中分辨出5%的失真度，缺乏示波器使用经验者，通过对标准信号发生器波形的观察，与放大器输出波形对比，也可发现输m波形的畸变。由此可观察到的畸变，失真度大约在5%以上．在上述测试中，通过示波器观察输出波形，逐渐增大输入信号，记下刚好未出现畸变时的输出电压，可大致认为其输出功率为失真度小于5%时的额定输m功率。如欲测出失真度更低时的输出功率，则只有借助于失真仪了。
当测得最大输出功率远低于设计值时应考虑以下因素：
1)对300B进行板压、板流、栅负压、灯丝电压检测，如电压正常．记下此板流值：临时在阴极电阻上并入等值电阻1.25kΩ,记下板流值（约增长为80mA以上）；再测此时阴极自给栅负压，将前后板流值、栅负压值之差由下式运算求H{。
300B实际跨导s=板流变动值，栅负压变动值，应不低于5mA/V（额定为5.5mA/V），如低于额定值-10%，说明300B效率低下，应予以更换（目前进口300B不乏二手货，同产品牌则应选购大厂产品）。
2)输出变压器的变比不对，引起最佳负载阻抗偏移过大，也会使输出功率减小，失真增大。可用市电接入输出变压器初级（断开机内连线），测次级8Ω端电压，初，次级变比应为15.8—19.4之间．即当初级为220V时，8Ω,端电压应在11.5V—14V之间．相当于初级阻抗2000Ω~3000Ω。上述变比测试还可发现初级分层分段绕法时绕组连接错误，导致绕组连接的相位错误。
另外．输出变压器匝间短路、漏电也会影响输出功率，是否漏电、匝间短路，可测空载电流检查，将输出变压器断开所有机内连线．初级经交流电流表接A220V市电，次级全部空载．此时初级电流应小于40mA．若远大于40mA有短路可能，可接人电源220V4小时以上，观察温度予以证明，完好的变压器只有微温。此空载电流还与初级电感有关．300BA类放大欲有20Hz以下的低端频响，必须有足够大的初级电感，理论上说应不小于80亨利。即使算入变压器损耗，在220V交流市电下，空载电流也应在20mA以下，否则难有低频冲击力。
(4)频响特性的检测方法
传统频响特性的检测方法是输入不同频率、电平相等的正弦波信号，检测输m电平，以lkHz输出电平为基准，将高端、低端频率上输m电平与lkHz相比较，用dB表示其变动程度。此法检测的实际上是放大器的增益随频率的变动率，问题是频响测试中多以较低输m电平进行，如大多在输出功率1W、5W时进行测试。很明显，当输出额定功率时，频响特性会有区别，原因是，输出级有相等的驱动信号，却不一定在频率不同时输出同样的功率。毕竟输出级负载中有输出变压器存在，当频率不同时其呈现的负载阻抗也不同。
鉴于此，近年来国外音响除通常的频响测试之外，还在输出功率测试中，除在lkHz时测试额定输m功率以外．追加在低频20Hz—30Hz的输出功率检测，此举对放大器低频重放效果更有实际判断能力。欲得到20Hz和lkHz有近似相等的输出功率，首先应保证频响特性20Hz频率下，有近似OdB的平直特性，在此条件下，再作上述输出功率测试方法，检测20Hz时额定输出功率、与lkHz时输出功率相比较，即使此功率比只有-ldB的衰减．功率却只有lkHz的0.7943倍，-3dB的功率比就只有0.5倍，对低频表现力影响可谓大矣！
是何原因导致输出级在频率不同、幅度相等的驱动信号下输出功率随频率而降低呢？本来输出级的负载阻抗系指扬声器的音圈阻抗．经输出变压器变比提升后的最佳负载，但是实际却为次级反射阻抗和变压器初级电感感抗的并联值，初级电感的感抗随频率降低而减少，使实际负载阻抗被分流而减少．当初级电感的感抗在某一频率下与次级反射阻抗相等时．在此频率下实际最佳负载被降低为1/2，输m功率将随之减少．同时非线性失真增大。
为了使此分流作用更小，唯一的办法是增大初级电感，使此种1/2分流的频率移到低端截止频率之外。增大初级电感有一定困难，尤其A类单端输出级初级线圈中有不小的单向磁通．铁心必须留有空气隙，所以一般将初级电感的感抗在低端截止频率下有额定负载阻抗的5倍已可以应对了。对300B单端输出而言,80H的初级电感在20Hz频率的感抗为lOkΩ．近似为额定输出阻抗2.5kΩ的4倍以上，再增大初级电感不仅体积成本受限，也会使初级分布电容过大．使高端频响难以达标。
经过对以上几项基本指标的调整．和整机供电电压的校正，放大器已基本处于正常工作状态，即使工作时间稍长也不会发生异常现象。基本指标的达标毕竟还只是一般可听程度，要达到HI-FI的要求，还需进一步采用必要的专用仪器进行调校。以非线性失真为例，示波器观察波形是难以发现低于5%的失真度的，但是对此程度的失真．稍有乐感的人已明显感到难以接受。因此，示波器观察小于5%后还需通过电路改进以尽量降低失真度。为了减少非线性失真，本节中特提出常被忽视的电路不正常的因素。
3．RC耦合放大器的元件选择
近年业余音响DIY有一明显的误区，全力关注输出级用何种电子管，对RC电压放大器则依葫芦画瓢，结果是前级放大失真度已逾5%以上，无反馈的2A3、300B也奈何不得。
RC耦合放大器电路不当，元件选择不当，使小信号出现大于5%的失真，是常见的。虽然是小信号放大欲使失真小于5010也并非理所当然。2A3、300B等低内阻、低三极管功放，一般不采用负反馈，所以前级电压放大器失真是必然的。
a．栅流引起的失真。在A、ABI类放大器中，电子管栅极对阴极始终为负极性，从工作原理来说，阴极发射电子不会被栅极吸收形成栅极电流，但是栅极地处阴极附近，大量电子堆集形成电子云，总有少数电子与栅极形成碰撞而形成栅流，此种现象在栅极负压较低时较严重。当栅极加入信号电压时，在信号电压的正半周峰值时．栅极电位减小，甚至达到oV．栅流形成难以避免。根据美国电子管生产大厂沙尔文公司提供的实验数据，当输出信号增大到电子管栅极电流的0.125μA时，放大器因栅极电位移动产生约5%的非线性失真。同时沙尔文公司提示，使用者应采用远低于栅负压的输入信号。如常用的6SN7,当栅负压为-5v时，输出lVrms的信号则放大器失真度小于1.5%．相应当栅负压为-2V时，输入信号应在lVrms以下。
可见传统观念中使输入信号峰值等于栅负压的方式，如欲HI-FI是困难的。就此观点而言，因为中、低μ管有特定的优势，因为中、低“管栅负压值更低，产生栅流的输入信号幅度相对较大，所以6SN7比6SL7，12AU7比12AX7更盛行。低¨功率管2A3、300B也比束射管更受欢迎，其中原因与栅流引起失真有关。
为降低栅流引起的失真和导数的放大器不稳定，首先是尽量选择中、低μ三极管，同时选用名牌产品，不同厂家的电子管栅流的差别较大。其次合理选择电子管T作状态也十分重要。
b．RC耦合放大器工作点选择不当引起的失真。通常音响设计者对功率放大器工作点比较重视，而RC耦合电压放大器则常依样画葫芦，照搬其他机型电路．而忽略电压值不同引起的工作点变动。其结果使栅负压过低，信号输入额定值下即超过栅负压引起失真。RC耦合放大器中元件选择的原则如下：
(1)板极负载电阻
很多胆机烧友都知道板极负载电阻Ra的值正比于本级电压增益，但对Ra增大的负面效应却鲜为人知。事实上Ra值大于电子三极管内阻的3—5倍已为极致，再增大则增益上升不明显（最大也不可能等于电子管μ值），而负面效应却大增，最直接的效果是Ra过大，电子管动态板流减小，有效板压降低。输入、输出电压都必然小，只能作微弱信号放大。再者，对一般电子管而言,Ra越大，高端截止频率受线路分布电容、电子管极间电容影响而必然降低。在Ra=lOOkΩ时，高频转折点约为20kHz．在250kΩ时则只有lOkHz．当Ra用到330kΩ以上时，则5kHz已开始下跌。此为单级放大器的频响，试想如果三级放大器时其总额响将会更低。
Ra取值过大的结果是静态板流极低．放大器的动态板流随之更低，使放大器输出信噪比变差。过低的板极电压使板极吸引电子的能力变差，增大了阴极附近空间电荷的密度．电子管更易产生碰撞栅流。
(2)阴极自给偏压电阻
初入胆机之门的DIY者对阴极自给偏压电阻Rk的选择是凭经验和借鉴其他图纸,Rk的选择决定了工作点栅负压，其值大小与板极供电电压Ua、板极负载电阻Ra都有关。设计过程中选定电子管及Ua、Ra值以后，正确选择Rk的值极为重要，它几乎决定了放大器的所有指标，比较可靠的方法是用电子管特性曲线族画出动态负载线，以求得静态电流值、板极有效电压值以及板流的动态范围。其实作动态负载线很简单，只要稍有直角坐标知识即可．下面以常用的6SN7为例，说明大小信号电压放大和大信号驱动级的设计方法。
6SN7中“双三极是音频电压放大专用管，μ=20，内阻Ri=7.7kΩ．最高板极供电电压330V。根据上述基本数据，首先选定Ra为五倍Ri约为31kΩ，为了有较大动态范围，选择Ua=300V．依此设计小信号电压放大器的使用方法。为此，首先在6SN7板极特性曲线族上画出Ua=300V,Ra=31kΩ的交流动态负载线．见下图．
A点的设定，是当电子管完全导通时的电流值，板压Va=oV（板极供电电压完全加在Ra两端，故有效板压为Ov）．板流Ia=300V/31kΩ≈9.7mA．则A点位于Y轴9.7mA处。
B点为电子管截止点，Ia=0，Ua=300V。因B点是位于X轴上Ua=300V的点，以直线连接A、B．则为Ua=300V．Ra=31kΩ的动态负载线。负载线A、B穿越栅压Ug从OV—16V的九条栅压——板流曲线，各条栅压曲线与A、B的交点可以从Y轴上读出相对应的板流值，和从X轴上读出相对应的板极电压Ua值，如Ug=ov与AB交点，Y轴Ia=7.lmA，X轴Ua=71V．依此类推……直到Ug=-16V时，与AB交点Y轴Ia=0.15mA,X轴Va=310V。负载线AB上各曲线交点表示板流受栅压控制的动态数据，可从中查到栅极瞬时电位对应的板流值．从动态负载线上可完成以下设计。确定A类工作点。由图4A、B连线上，从L点到C点为板流受控线性增长区，C点以外为栅压UgOV，L点以右板流已趋截止，所以在Ua=300V,Ra=31kΩ,的状态下，只有此范围内的C点~L点之间可称为线性放大区。以栅压，板流曲线而言．A类工作点应为新区间负载线的中点上-Ug=-8V的G点上，工作点板流为Ia=3.2mA，板压Ua=195V。
Rk的取值。为了得到-8V的栅负压，显然Rk=8V/3.2mA=2.5kΩ。在此状态下放大器最大输入信号可允许为8Vp-p。当信号为正半周峰值时，栅极瞬时电位为ov。信号负半周峰值时，使栅极瞬时电位为-16V。在正、负半周峰值间板极电流的变化范围为C点—L点即0.15mA—7.lmA,成为符合A类要求的放大状态。此时中音频率最大增益符合公式K=μxRa/Ra+Ri，Ra=31kn．Ri=7.7kΩ，则电压增益K=16倍，略低于μ值。为了避免产生碰撞栅流导致的失真，可使输入信号峰值低于T作点栅负压。例如为避免信号正峰值期间栅极电位为OV，可将输入信号限定于6Vp-p，放大器瞬时工作点被限制在D点和J点，栅极瞬时电位最高也有-2V的负压，有效地避免碰撞栅流的产生。栅极最低瞬时电位升高到-12V．相应的板流受控范围远离板流截止区，在A、B线范围内线性得到改善，从而使放大器非线性失真大为降低。
上述结论的基础是双三极管6SN7在板极供电电压300V、板极负载电阻Ra=31kΩ的条件下实现的，当Ua、Ra值不同时则结果也大相径庭。Ua降低最直观的后果是动态负载线所包容的栅极电位将受限，相应的使输入信号必须降低，随之工作点也须重新选择。例如将Ua=250V、Ra=47kΩ的常用状态画出动态负载线xy，静态工作点只有选在Ug=-6V、La=2mA、Ua=140V的0点，相应的Rk则为6V/2mA=3kΩ．如按上述原则最大输入信号峰值必须限制在4Vp-p以内。此时南于Ra增大，虽然使增益提高到约17倍，但却使动态范围被压缩，输出信号反而降低了。可见，用电子管特性曲线族，通过负载线求得RC耦合放大器元件值是极必要的．既可选择出不同Ua值的实际A类工作点，也可根据输出信号的需求，选择Ra值使放大器有合理的动态范围。
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