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怎样设计一款隔离型、高频、推挽式 DC/DC 转换器

作者:angelazhang时间:2015-12-08

具固定 50% 占空比的简单推挽式 DC/DC 转换器常常在通信系统、医疗仪器和分布式电源中用作低噪声变压器驱动器。这种简单的解决方案不提供电压调节,需要一个低压差 (LDO) 后置稳压器,这种组合可能产生严重问题。首先,在固定 50% 占空比条件下,驱动器输入电压有任何大的变化都可能导致 LDO 两端电压差增大,从而造成 LDO 有明显的功率损耗和高温升。其次,低开关频率需要相对笨重的变压器,有时所占空间为转换器的 30% 至 50%。

LT3999 单片 DC/DC 推挽式驱动器具备两种重要特点,避免了上述问题。这两个特点是:占空比控制和高频工作。

l 占空比控制允许针对很宽 VIN 变化进行补偿 (这是标准固定占空比变压器驱动器做不到的),在面对很宽的输入范围时,极大地降低了 LDO 损耗。

l 高达 1MHz 的高开关频率允许使用更小的变压器,输出纹波也较低。

LT3999 还具备 36V 输入电压和 1A 输入电流能力,从而成为大功率且灵活的低噪声推挽式转换器 IC。

本文一步一步地探讨两种设计程序:一种面向具备宽输入范围的推挽式 DC/DC 转换器,另一种面向具备固定输入电压的紧凑型高频变压器驱动器。

面向宽范围输入的推挽式 DC/DC 转换器设计

图 1b 所示的流程图显示了怎样以 8 个简单的步骤设计推挽式转换器。按照这些步骤、采用 LT3999设计出了图 1a 所示的 10V ~ 15V 输入、±12V 输出、200mA、1MHz 推挽式转换器。

(a)

(b)

图 1:(a) 具备宽输入范围和占空比控制的 LT3999 推挽式 DC/DC 转换器;(b) 8 个简单的推挽式转换器设计步骤

步骤 1:设定开关频率 (RT)

首先,用 RT 设定开关频率;其电阻值从 LT3999 数据表的表 1 中选定。

RT = 12.1k 设定 fSW = 1MHz。

步骤 2:设定输入电压范围 (UVLO、OVLO/DC)

UVLO (欠压闭锁) 和 OVLO/DC (过压闭锁/占空比) 引脚用来设定输入电压范围。可以采用双电阻器或 3 电阻器的方法。对于图 2a 所示的双电阻器方法而言,分别用针对 UVLO 和 OVLO/DC 的等式 1 和等式 2 计算出 RB。就低损耗情况而言,我们可以假设定 RA = 1MΩ。

针对 UVLO:


       (1)

针对 OVLO:

      (2)

就图 2b 所示的 3 电阻器方法而言,分别用针对 UVLO 和 OVLO/DC 的等式 3 和等式 4 计算出 RA1 和 RB。RA2 可以选定为 1MΩ 左右。

图 2:采用 (a) 双电阻器方法或 (b) 3 电阻器方法,通过电阻分压器设定精确的 UVLO 和 OVLO/DC

         (3)

       (4)

就图 1a 采用的双电阻器方法而言:

VIN(MIN) = 10V, RA = 1M, RB = 143k.

VIN(MAX) = 15.5V, RA = 1M, RB = 86.6k.

步骤 3:设定最大占空比 (RDC(MAX))

最大占空比 (DCMAX) 由开关周期 (TS = 1/fSW) 和两个电源开关之间的非重叠时间 (TD(MIN)) 决定,如等式 5 所示。就双电阻器方法而言,RDC 由等式 6 计算得出。就 3 电阻器方法而言,将 RA = RA1 + RA2 代入等式 6。


   (5)

     (6)

在图 1(a) 所举例子中,TS = 1µs,TD(MIN) = 70ns (数据表中的典型值),VIN(MIN) = 10V,RA = 1M,RB = 143k。根据等式 5 和等式 6 的计算结果,得出 DCMAX = 0.43,RDC = 13.3k。

步骤 4:选择变压器 (T1)

等式 7 表示变压器匝数比。


   (7)

VSW 是内部开关的开关饱和电压。VF 是整流二极管的正向电压。VLDO1 和 VLDO2 是正和负 LDO 的压差电压。VSW = 0.4V、VF = 0.7V、VLDO1 = VLDO2 = 0.8V 是非常实用的经验法则。如果找不到匝数比与计算值准确相同的商用变压器,就选择一个匝数比接近的变压器,并相应地用等式 7 计算 DCMAX。然后,基于新的 DCMAX 值,用等式 6 重新计算 RDC。

在图 1(a) 例子中,VOUT1 = -VOUT2 = 12V,VIN(MIN) = 10V,因此在 DCMAX = 0.43 的情况下,选择 Wurth 750314781 (N = 2)。

步骤 5:设计整流器 (D1、D2、D3 和 D4)

桥式整流器两端的峰值电压由变压器副端电压 (VSEC) 加上振铃电压尖峰组成。VSEC 用等式 8 计算。不过,振铃电压尖峰难以预测,因为这取决于环路电阻、变压器的漏电感和整流器的结电容。作为一般法则,整流器电压额定值 (VREC) 应该至少是变压器匝数比的 1.5 倍再乘以最高输入电压。因为跨桥式整流器连接了两个副端绕组,所以需要乘以系数 2,从而产生整流器电压额定值计算公式:

    (8)

整流器的电流额定值 (IREC) 应该大于负载电流。

当 VIN(MAX) = 15.5V、N = 2、VREC ≥ 93V、IREC ≥ 200mA 时:一个 Central CMSH1-200HE (200V、 1A) 可以满足要求。

步骤 6:选择电感器 (L1、L2)

最小电感器值 (LMIN) 由内部开关的峰值电流限制 (ILIM) 设定,如等式 9 所示。


     (9)

较大的电感产生较好的稳定性和较低的电压纹波,但是相应需要体积较大的器件。要确定最佳电感器值,需要同时考虑对输出噪声和解决方案体积的要求。

当 VIN(MAX) = 15.5V、DCMIN = 0.28、TS = 1µs、N = 2、ILIM = 1A、IOUT1 = IOUT2 = 200mA、LMIN = 38.3µH 时:一个 Coilcraft XFL3012-393MEC (39.3µH) 可以满足要求,而且不会额外增大尺寸。

步骤 7:选择低压差线性稳压器 (U2、U3)

在输入电压达到最大值且无负载时,LDO 电压达到最大值,这时 VSEC 等于 VIN(MAX) · N。LDO 的电流额定值应该大于负载电流。

当 VIN(MAX) = 15.5V、N = 2 时,LDO 的电压额定值应该为 31V 和 -31V,分别用 LT3065 (45V、500mA) 和 LT3090 (-36V、400mA) 就可满足要求。

步骤 8:增加一个减振器 (CS 和 RS)

设计 RC 减振器 (图 1 中的 CS 和 RS) 的推荐方法如下:在没有减振器时,在 LT3999 开关关断时测量其 SWA 和 SWB 引脚的振铃,然后增加电容,开始时用 100pF 左右的电容,直到振铃周期延长 1.5 至 2 倍为止。

从周期变化可确定寄生电容值 (CPAR),再根据这个寄生电容值,就可在初始周期确定寄生电感 (LPAR)。类似地,可以用数据表中的开关电容和变压器漏电感的值来估计初始值。

一旦知道了节点漏电容和漏电感的值,就可以给减振器电容增加一个串联电阻器,以分散功耗,并严格地衰减振铃。利用观察到的周期 (tPERIOD 和 TPERIOD(SNUBBED)) 和减振器电容求得最佳串联电阻的等式如下。参见 LT3748 数据表以获得更详细的信息。


     (10)

     (11)

     (12)

结果

图 3、4 和 5 的测得结果显示,通过图 1 中推挽式转换器的占空比控制,保持了 LDO 两端的 VIN − VOUT 之差很低,从而最大限度降低了功耗、抑制了温度上升。图 3 显示,在每 LDO 200mA 电流时,在整个 10V ~ 15V 输入电压范围内,VDIFF 保持低于 2.5V。图 4 显示,在整个负载电流范围内,功耗一直保持很低。图 5 和图 6 显示了热量结果。


图 3:LDO (U2) 的 VIN - VOUT 电压差和功耗随输入电压的变化

图 4:LDO (U2) 的 VIN - VOUT 电压差和功耗随负载的变化

图 5:图 1 设计在工作中的热像,VIN = 10V

图 6:热像,VIN = 15V

为进行比较,图 7 显示了该设计在禁止占空比控制和启动占空比控制时的效率曲线。当输入电压上升时,效率显著下降。图 8 显示了禁止占空比控制和启动占空比控制时正 LDO 两端的电压差。图 9 和图 10 显示了热量结果。显然,通过占空比控制降低了电压差并提高了效率和热性能。


图 7:禁止占空比控制和启动占空比控制时,该设计的效率比较,IOUT1 = IOUT2 = 200mA

图 8:在满负载时禁止占空比控制和启动占空比控制情况下,LDO (U2) 的 VIN - VOUT 之差随 VIN 的变化,IOUT1 = IOUT2 = 200mA

图 9:在图 1 所示电路中,禁止占空比控制时该设计的热像,VIN = 10V

图 10:在图 1 所示电路中,禁止占空比控制时该设计的热像,VIN = 15V

面向固定输入电压的紧凑型变压器驱动器

通常情况下,基本的未稳压变压器驱动器转换器随负载电流变化有显著变化。为了产生稳定电压,强烈建议在输出端采用一个 LDO。图 6a 显示了变压器驱动器的原理图,该驱动器采用了 LT3999,且器件数量很少。图 6b 显示了设计流程图。

流程图中的 4 个简单步骤可用来设计如 1MHz、5V 输入、5V 输出、400mA 输出且器件数量很少的变压器驱动器。

步骤 1:设定开关频率 (RT)

LT3999 的开关频率用单个 RT 电阻器设定,该电阻器根据 LT3999 数据表中给出的数据选择 (频率范围为 50kHz 至 1MHz)。

在上述设计例子中,就高频 fSW = 1MHz 而言,RT = 12.1k。

步骤 2:选择变压器 (T1)

变压器匝数比由下式决定:


 (13)

其中 VSW 是内部开关的开关饱和电压,VF 是整流二极管的正向电压。VLDO 是未稳压变压器驱动器输出与后置稳压低噪声输出之间的压差。VLDO 是在最大电流时的压差,因此该值应该最小化。0.8V 压差足可以避免 LDO 发热问题。一个好的经验法则是设定 VSW = 0.4V、VF = 0.7V、VLDO = 0.8V。

变压器的电流额定值应该比输出电流高 20% ~ 50%,以留出一定的空间。

峰值磁化电流 (IM(PEAK)) 和满负载电流之和反射到主端 (N · IOUT) 应该低于内部开关的峰值电流限制 (ILIM)。在此基础上,要求得到最小 LM (LM(MIN))。


  (14)

 (15)

就 VOUT = VIN = 5V 而言,Coilcraft PA6383-AL (N = 1.5) 非常适合。

步骤 3:整流器 (D1、D2)

基于电压和电流选择整流器二极管。由于中央抽头结构,因此二极管两端的电压高于变压器副端电压两倍以上。整流器的电压额定值应该高于 2N • VIN = 15V,或许高 20%。CMSH1-20M (20V、1A) 可满足这些要求。

步骤 4:低压差线性稳压器 (U2,可选)

可选后置稳压 LDO 的最高输入电压 (VLDO_IN(MAX)) 出现在无负载时,这里等于 VIN · N = 7.5V。LDO 的电流额定值大于负载电流 (在上述设计例子情况下,> 400mA)。

对于 5V、400mA 输出,LT1763 (20V、500mA) 是非常适合的 LDO。


(a)

(b)

图 11:(a) 器件数量很少的固定输入电压变压器驱动器。(b) 该变压器驱动器的设计流程图

结论

LT3999 是一款单片 DC/DC 变压器驱动器,具有占空比控制功能,可在高频和大功率工作。该器件允许宽输入电压范围,LDO 损耗很低,同时由于以高频工作,所以可采用小型无源组件。该器件的特点还包括高达 36V 的输入电压和高达 1A 的输入电流。











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