如何实现高性能上电复位电路

　　困扰大多数电源监控IC的一个根本性的问题是无法在低输入电压条件下在复位节点上建立正确的逻辑状态。在上电之前，外部漏电流常常会把复位节点驱动至微处理器输入的逻辑门限之上。LTC2903(采用6引脚SOT-23封装)通过采用一种专有电路来建立一条从复位节点至地的低阻抗通路，使得该复位节点浮动问题得到了实质性的解决。图1展示了如何采用LTC2903来完成一个四通道监控器的电路连接。

　　

 

　　图1，LTC2903B用于四通道电源监控的典型应用

　　当一个(或多个)电源的电压处于其监控门限之下，则复位节点上的期望状态为逻辑低电平。通常的做法是采用一个漏极开路NMOS晶体管来对复位节点进行下拉操作(图2)。在低输入电压条件下(< 1V)，NMOS晶体管缺乏用于克服上拉电流源的足够跨导，而且，复位节点有可能浮动至一个逻辑高电平。如果复位节点在其必须为低电平时发出高电平信号，则存在系统稳定性隐患。

　　

 

　　图2，传统的NMOS晶体管下拉电路

　　克服复位节点浮动的一种常用方法是集成一个有源PMOS上拉晶体管并指定一个外部接地电阻器。在低输入电压条件下，该外部电阻器将对复位节点进行下拉操作。这种方法有几个缺点。首先，除非将一个外部电源引脚专门用于内部 PMOS 晶体管的源极，否则用户就无法对上拉电压加以控制(在芯片内部很难布线)。其次，由于该外部电阻器必需克服PMOS晶体管的上拉作用，因而其阻值不可能无限制地减小。第三，复位节点处于逻辑高电平将累及低功耗系统，因为外部电阻器将持续消耗功率。当输出为5V且外部下拉电阻器阻值为100kΩ时，系统必须在复位输出端支持50μA的额外负载电流，这是大多数凌特电压监控器的典型静态电流的2.5倍。最后，有源上拉电路的采用还使得无法在复位节点上进行布线“或”连接，原因是一个外部电路必须在逻辑低电平条件下克服有源上拉电流，而在逻辑高电平条件下防止反向电流涌入上拉电源。

　　LTC2903成功地解决了复位节点的浮动问题，而且丝毫不存在上述的诸多缺点。一个专有电路在低输入电压条件下建立了一条连接复位节点和地的低阻抗通路。该低阻抗通路对复位节点进行下拉操作，而且一般来说，即使是当所有的输入电压源均为0V时也将能够传导电流(图3)。复位输出保证在V1、V2或V3低至0.5V的情况下吸收至少5μ的电流(VOL = 0.15V)。不仅如此，当具有用于对NMOS下拉晶体管进行可靠操作所需的足够电压时，LTC2903还能检测出来，并将低阻抗分路与复位节点断接。取消该低阻抗分路可消除有可能干扰任何上拉电流源的漏电通路。当所有电源的电压均低于NMOS传导所需的电平时，该低阻抗分路被重新起动。

　　

 

　　图3，低输入电源电压条件下LTC2903复位引脚电压(VOL)与外部上拉电流的关系曲线

　　当输入电源电压一道上升时，器件的性能会得到显著提升。低阻抗分路的工作电源可由LTC2903上的4 个输入中的3个(V1、V2和V3)来提供，因而能够提供三倍于仅采用单个输入时的下拉强度。LTC2903电源跟踪控制器提供了这样的上升能力(见图4中的波形)。图5示出了LTC2903复位输出是如何在采用了一个将复位节点上拉至输入电源电压的10kΩ电阻器时实施与其相反的作用。特别值得注意的是，当使电源电压一道上升时(V1 = V2 = V3)，复位输出在上电过程中不超过 0.1V，这应该能够满足最为苛刻的VOL要求。

　　

 

　　图4，LTC2923电源跟踪控制器上升实例

　　

 

　　图5，采用一个与V1相连的10kΩ上拉电阻器时LTC2903复位输出电压与V1的关系曲线

　　LTC2903的特点

　　LTC2903A、LTC2903B和LTC2903C是一个采用6引脚扁平(高度仅1mm)SOT-23封装的四通道电源监控器件系列。表1汇总了可用的电压输入组合。-40℃至 +85℃温度范围内的门限精度(见附文)为被监控电压的 ±1.5%。

　　

 

　　门限是针对10% 欠压监控而设置的。对于需要一个可调跳变门限的应用，应在LTC2903A上采用V4输入。将布设于被检测的正电压与地之间的一个外部阻性分压器(R1、R2)的抽头点连接至V4上的高阻抗输入端。LTC2903A对V4引脚电压和0.5V内部基准进行比较。图7示出了针对正可调应用的通用设置。

　　

 

　　图7，正可调跳变点的设定

　　复位输出在4个电压输入中的任何一个处于上电、断电和低压的状态下都将保持低电平。当采用0.5V的V1、V2或V3来下拉5μ电流源时，电压输出低电平(VOL)保证为150mV(或更低)。一个200ms延迟定时器与复位功能电路集成在一起。在所有的电压输入均超过其各自的门限达200ms之后，复位输出被拉至高电平。复位输出类型是带有一个与V2电源相连的弱内部上拉电流源的漏极开路晶体管。外部上拉电阻器可用于改善上升时间或实现高于V2电压的逻辑电平。

　　4个比较器中均内置了电源干扰滤波电路。芯片内部电压(VCC)取自V1和V2输入中较大的一个。从VCC吸收的静态电流通常为20μ。

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　　附文：门限精度的含义

　　在规定针对最坏工作条件的系统电压裕度时需要考虑三个因素：即电源容限、IC电源电压容限和监控器复位门限精度。高精度的监控器通过减小实现可靠系统操作所需的总电压裕度而使设计难度有所下降。假设一个电源容限范围为±10% 的5V系统。由该电源供电的系统 IC 必须能够在此范围内(以及稍宽一点的范围内，如下文所述)可靠地工作。电源容限范围的底限为 4.5V(5V - 10%)，它就是一个完全精确的监控器生成一个复位信号时的准确电压。这样一种完全精确的监控器并不存在—实际的复位门限可以在一个规定的范围内(就 LTC2903 监控器来说为 ±1.5%)变化。图 6示出了所有 4 个输入在整个工作温度范围内得到保证的典型相对门限精度。

　　

 

　　图6，LTC2903典型门限精度与温度的关系曲线

　　考虑到复位门限的这一变化，监控器的标称复位门限位于最小电源电压以下，仅此便足够了，这样复位门限范围与电源容限范围就不会重叠。如果这两个范围重叠，那么即使当电源的电压维持在其规定容限范围内(例如 4.6V) 时也有可能产生一个错误的或令人生厌的复位操作。

　　把半个复位门限精度范围(1.5%)加至理想的10%门限上，就会把 LTC2903-1 门限置于比标称输入电压低 11.5% (典型值)的数值上。例如，5V 系统的典型门限为 4.425V，即比 4.5V 的理想门限低 75mV。整个工作温度范围内的保证门限介于 4.5V 和 4.35V 之间。

　　受电系统必须在低至门限范围内的最低电压的条件下可靠地工作，否则在复位线路电平下降之前就会发生故障的危险。在我们所举的 5V 系统实例中，当采用1.5% 精度的监控器时，系统 IC 必须在低至 4.35V 的电压条件下工作。而当采用精度稍低一些 (±2.5%) 的监控器时，系统 IC 则必须在低至 4.25V 的电压条件下工作，从而导致所需系统电压裕度的增加和系统故障率的升高。

　　噪声灵敏度

　　在任何监控应用中，位于被监控的 DC 电压之上的电源噪声会导致虚假复位，尤其是在被监控电压接近复位门限的时候。用于缓解该问题的一种常用技术是增加输入比较器的迟滞，但这样做有其不利的一面。迟滞的增加(通常被规定为跳变门限的一个百分数)将使器件的精度大大低于其广告中所宣称的数值。为保持高精度，LTC2903未采用迟滞。

　　为了在保持门限精度的同时最大限度地减少虚假复位，LTC2903采用了两种形式的噪声滤波。第一道防线是采用了一种专有的比较器瞬态响应修整。瞬变事件接收比较器中的电子积分信号，且必须在其超过了一定的大小和持续时间之后才会使比较器进行开关操作。

　　图 8 示出了典型瞬变持续时间与用于使比较器跳变所需的比较器过驱动电压(以跳变门限的百分数来表示)之间的关系曲线。一旦任何比较器进行开关操作，则复位线路被拉至低电平。当所有的输入均恢复至门限以上时，复位超时计数器立即起动，标称复位延迟时间为 200ms。当任何输入回降至其门限以下时，计数器清零。该复位延迟时间有效地提供了针对电压输入的进一步滤波，并且是抵御噪声的第二道防线。频率分量高出 f = 1/tRST = 5Hz 达到足够幅度的有噪输入可将复位线路维持在低电平上，以防止复位线路上发生振荡行为。

　　

 

　　图8，典型瞬变持续时间与实现比较器跳变所需的过驱动电压的关系曲线

　　一个保持在低电平上的复位线路能够非常清晰地反映出电源问题。常见的电源问题包括输出电压设置不当和/或电源稳压不良。

　　尽管所有 4 个比较器都具有内置干扰滤波电路，但由于 V1 和 V2 中较大的一个电压提供了器件的 VCC，因此应在 V1 和 V2 输入端上采用旁路电容器(一个 0.1μF的陶瓷电容器即可满足大多数应用的需要)。如果电源噪声超过了内置滤波电路的处理能力，则需在 V3 和 V4 输入端上布设滤波电容器。

　　结论

　　LTC2903四通道电源监控器件通过消除错误复位并保持极高的精度而使系统可靠性得到了极大的改善。其专有复位下拉电路解决了由来已久的低压POR问题。现在，复位输出能够在电源电压低至0V的情况下维持一个逻辑低电平。复位输出保证在V1、V2或V3低至0.5V的条件下吸收至少5μA的电流(VOL = 0.15V)。LTC2903采用具有内置噪声抑制电路的比较器实现了对4个电压精度达1.5% 的监控(在整个工作温度范围内)。非标准电压可采用0.5V门限可调输入来进行监控。